通用电视接收机的制作方法

专利名称：通用电视接收机的制作方法
技术领域：
在这里描述了涉及通用电视接收机的系统、系统块和相应的方法的各种实施方式，该通用电视接收机可处理根据不同的电视广播标准广播的电视信号。·
背景技术：
电视信号根据几种不同类型的电视广播标准被广播。这些电视广播标准包括用于模拟信号的NTSC、SECAM和PAL的变化形式以及用于数字信号的ATSC、DVB-T和ISDB-T的变化形式。这些电视广播标准具有不同的特征，例如带宽、调制类型和在模拟信号的情况下的音频的位置。因此，传统电视接收机被特别构造成根据特定的电视广播标准处理确定的电视信号。传统电视接收机一般使用具有非常尖锐的频率响应的SAW滤波器，该频率响应具有相应于所正在接收的电视信号的带宽的通带。SAW滤波器是不能集成到芯片上的相对昂贵的部件，且不容易允许电视接收机在没有进一步的专门处理的情况下接收根据不同电视广播标准传输的电视信号。

发明内容
在本发明的一个方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了电视接收机，用于处理所接收的电视信号，从而为期望电视频道(channel)信号提供视频和音频信息。电视接收机包括模拟处理块，其用于向多频道电视信号提供粗滤(coarse filtering)和放大以产生第一信号，该粗滤配置成使用宽到足以适应期望电视频道信号中的频移和模拟电路可变性的通带；模数转换器，其耦合到模拟处理级，用于数字化第一信号以产生第二信号；以及数字处理块，其耦合到模数转换器，用于处理第二信号以获得期望电视频道信号的视频和音频信息。接收机配置成跟踪期望电视频道信号的载波频率，并产生和应用频移反馈信号以补偿载波频率中的频移。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种方法，用于在电视接收机中处理所接收的电视信号，从而为期望电视频道信号提供视频和音频信息。该方法包括向多频道电视信号提供粗滤和放大以产生第一信号，该粗滤配置成使用宽到足以适应期望电视频道信号中的频移和电视接收机中的模拟电路可变性的通带；数字化第一信号以产生第二信号；以及通过跟踪期望电视频道信号的载波频率并产生和应用频移反馈信号以补偿载波频率中的频移，来处理第二信号以获得期望电视频道信号的视频和音频信息。 在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种电视接收机，用于处理电视信号，从而为期望电视频道信号提供视频和音频信息，该电视信号根据各种电视广播标准被传输。电视接收机包括模拟处理块，其用于滤波(filter)和放大多频道电视信号以产生粗(coarse)频道信号；模数转换器(ADC)，其耦合到模拟处理块，用于数字化粗频道信号，以产生数字化的粗频道信号；以及数字处理块，其耦合到ADC，用于处理数字化的粗频道信号，以获得期望电视频道信号的视频和音频信息。对于模拟和数字电视广播标准，处理包括以相对于ADC所采用的采样率(rate)的第一新采样率对数字化的粗频道信号的被处理形式(version)重新采样，以调节期望电视频道信号的标准化带宽，从而通常相应于视频滤波器的标准化通带。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种方法，用于处理电视信号，从而为期望电视频道信号提供视频和音频信息，该电视信号根据各种电视广 播标准被传输。该方法包括滤波和放大多频道电视信号以产生粗频道信号；数字化粗频道信号以产生数字化的粗频道信号；以及处理数字化的粗频道信号以获得期望电视频道信号的视频和音频信息。对于模拟和数字电视广播标准，处理包括以相对于在数字化期间采用的采样率的第一新采样率对数字化的粗频道信号的被处理形式重新采样，以调节期望电视频道信号的标准化带宽，从而通常相应于视频滤波器的标准化通带。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了用于处理宽带电视信号的通用电视接收机，该宽带电视信号包括根据各种广播标准传输的期望电视频道信号。通用电视接收机包括模拟处理块，其用于滤波和放大从宽带电视信号得到的多频道电视信号以产生粗频道信号；至少一个模拟可变增益放大器(VGA)，其用于提供可变量的模拟放大；模数转换器(ADC)，其耦合到模拟处理级，用于数字化粗频道信号以产生数字化的粗频道信号；以及模拟增益控制块，其配置成产生数字化的粗频道信号的准峰值测量，并在反馈环中利用准峰值测量来控制所述至少一个模拟VGA的放大。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了用于处理宽带电视信号的方法，该宽带电视信号包括根据各种广播标准传输的期望电视频道信号。该方法包括对从宽带电视信号得到的多频道电视信号执行模拟滤波和模拟放大以产生粗频道信号，其中模拟放大包括使用至少一个模拟可变增益放大器(VGA)，用于提供可变量的模拟放大；使用模数转换器(ADC)来数字化粗频道信号，以产生数字化的粗频道信号；以及产生数字化的粗频道信号的准峰值测量，并在反馈环中利用准峰值测量来控制所述至少一个模拟VGA的放大。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了用于处理宽带电视信号的通用电视接收机，该宽带电视信号包括根据各种广播标准传输的期望电视频道信号。通用电视接收机包括模拟处理块，其用于滤波和放大从宽带电视信号得到的多频道电视信号，以产生粗频道信号；至少一个模拟可变增益放大器(VGA)，其用于提供可变量的模拟放大；模数转换器(ADC)，其耦合到模拟处理级，用于数字化粗频道信号以产生数字化的粗频道信号；以及模拟增益控制块，其配置成根据期望电视频道信号的度量(metric)来设定所述至少一个模拟VAG的初始增益系数，所述度量部分地依赖于期望电视信号是否根据模拟或数字广播标准传输来选择。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了用于处理宽带电视信号的方法，该宽带电视信号包括根据各种广播标准传输的期望电视频道信号。该方法包括对从宽带电视信号得到的多频道电视信号执行模拟滤波和模拟放大以产生粗频道信号，其中模拟放大包括使用至少一个模拟可变增益放大器(VGA)，用于提供可变量的模拟放大；使用模数转换器(ADC)来数字化粗频道信号，以产生数字化的粗频道信号；以及根据期望电视频道信号的度量来设定所述至少一个模拟VAG的初始增益系数，所述度量部分地依赖于期望电视信号是否根据模拟或数字广播标准传输来选择。
在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了用于电视接收机的自动增益控制系统，其中自动增益控制系统包括模拟增益控制块，其配置成提供至少一个模拟增益控制信号，以在电视接收机中控制至少一个模拟可变增益放大器(VGA)所应用的模拟放大的量；以及数字增益控制块，其配置成提供至少一个数字增益控制信号，以在电视接收机中控制至少一个数字可变增益放大器(VGA)所应用的模拟放大的量。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了用于在电视接收机中的自动增益控制的方法，其中该方法包括提供至少一个模拟增益控制信号，以在电视接收机中控制至少一个模拟可变增益放大器(VGA)所应用的模拟放大的量；以及提供至少一个数字增益控制信号，以在电视接收机中控制至少一个数字可变增益放大器(VGA)所应用的模拟放大的量。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种图像载波恢复块，用于处理输入信号来为期望电视频道信号提供被相位调节的视频信息，该期望电视频道信号根据模拟广播标准被广播。图像载波恢复块包括载波恢复滤波器，其用于滤波输入信号以产生被滤波的图像载波信号；第一相位旋转器，其耦合到载波恢复滤波器，用于接收被滤波的图像载波信号并提供第一相位调节以产生被相位调节的被滤波的图像载波信号；残留边带(VSB)滤波器，其用于滤波输入信号以产生被滤波的视频信息；第二相位旋转器，其耦合到VSB滤波器，用于接收被滤波的视频信息并提供第二相位调节以产生被相位调节的视频信息；以及载波恢复块，其耦合到第一和第二相位旋转器。载波恢复块配置成处理被相位调节的被滤波的图像载波信号以补偿相位扰动，并产生提供到第一和第二相位旋转器以控制第一和第二相位调节的量的相位控制信号。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种方法，用于处理输入信号，从而为期望电视频道信号提供被相位调节的视频信息，该期望电视频道信号根据模拟广播标准被广播。该方法包括滤波输入信号以产生被滤波的图像载波信号；对被滤波的图像载波信号应用第一相位调节以产生被相位调节的被滤波的图像载波信号；滤波输入信号以产生被滤波的视频信息；
对被滤波的视频信息应用第二相位调节以产生被相位调节的视频信息；以及处理被相位调节的被滤波的图像载波信号以补偿相位扰动，并产生相位控制信号以控制第一和第二相位调节的量。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种电视接收机，用于处理第一信号，从而为期望电视频道提供视频和音频信息。电视接收机包括模数转换器(ADC)，其配置成以采样率数字化第一信号以产生第二信号；以及数字处理块，其耦合到ADC，并配置成处理第二信号以获得期望电视频道的视频和音频信息。在使用期间，由于数字化，干扰可被混叠(alias)到期望电视频道上，且电视接收机配置成调节采样率以使被混叠的干扰频移而远离期望电视频道，以及数字处理块配置成应用重新采样比率(ratio)以补偿被调节的采样率。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种方法，用于处理第一信号，从而为期望电视频道提供视频和音频信息。该方法包括
·
以采样率数字化第一信号以产生第二信号；数字地处理第二信号以获得期望电视频道的视频和音频信息；以及调节采样率以使被混叠的干扰频移而远离期望电视频道，并在数字处理期间应用重新采样比率以补偿被调节的采样率。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种电视接收机，用于处理具有期望电视频道的所接收的电视信号。该接收机包括RF处理块，其配置成放大并混合所接收的电视信号，以产生多频道电视信号，RF处理块包括具有用于混频的本地振荡器的混频级，本地振荡器提供可变振荡频率；模拟处理块，其配置成向多频道电视信号提供粗滤和放大，以产生具有期望电视频道的第一信号；模数转换器(ADC)，其配置成以采样率数字化第一信号以产生第二信号；以及数字处理块，其耦合到ADC，并配置成处理第二信号以获得期望电视频道的视频和音频信息。粗滤使用比期望电视频道的带宽大至少一个防护频带的粗通带，以适应期望电视频道中的频移，且当干扰由于混频而干扰期望电视频道时，接收机配置成改变可变的振荡频率，以使干扰频移而远离期望电视频道，且数字处理块配置成跟踪期望电视频道中的频移。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种方法，用于处理具有期望电视频道的所接收的电视信号。该方法包括通过放大并混合所接收的电视信号来产生多频道电视信号，混合包括使用提供可变振荡频率的用于混频的本地振荡器；将粗滤和放大应用于多频道电视信号，以产生具有期望电视频道的第一信号；以采样率数字化第一信号以产生第二信号；以及数字地处理第二信号以获得期望电视频道的视频和音频信息。粗滤使用比期望电视频道的带宽大至少一个防护频带的粗通带，以适应由于混频而产生的期望电视频道中的频移，且该方法进一步包括改变可变的振荡频率，以使干扰移动而远离期望电视频道，以及在数字处理期间跟踪期望电视频道中的频移。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种视频处理块，其配置成解调包含在输入信号内的电视频道信号分量。电视频道信号分量根据模拟广播标准被广播。视频处理块包括第一信号处理通道(pathway)，其配置成处理输入信号以移除额外信号分量并输出电视频道信号分量的下移频率分量；以及图像载波恢复块，其耦合到第一信号处理通道，并配置成接收电视频道信号分量的下移频率分量，锁定到电视频道信号分量的下移频率分量中的图像载波信号频率上，以及提供解调的电视频道信号。图像载波恢复块进一步配置成在过调制处理模式中操作，当在存在过调制的情况下锁定到图像载波信号频率上时，该过调制处理模式更改操作。在本发明的另一方面中，这里描述的至少一个实施方式提供了一种方法，用于解调包含在输入信号内的电视频道信号分量。电视频道信号分量根据模拟广播标准被广播。该方法包括处理输入信号以移除额外信号分量并产生具有电视频道信号分量的下移频率分量的中间信号；锁定到电视频道信号分量的下移频率分量中的图像载波信号频率上；应用过调制处理模式以在存在过调制的情况下在锁定步骤期间更改操作；以及
提供解调的电视频道信号。


为了更好地理解这里描述的各种实施方式并更清楚地显示可如何实现它们，现在将仅作为例子对附图进行参考，其中图IA是整个电视频带的频谱图；图IB是示出所接收的电视信号的信号强度的示例性范围的块状分布的图示；图2是通用电视接收机的示例性实施方式的高级结构图；图3是可用在通用电视接收机中的RF处理块的示例性实施方式的结构图；图4是可用在通用电视接收机中的模拟处理块的示例性实施方式的结构图；图5A-5C是在图4的模拟处理块中不同位置处的信号的频谱曲线；图6A-6B是可用于模拟处理块中的滤波器的示例性滤波器传递函数的频谱曲线；图7是可用在通用电视接收机中的数字处理块的示例性实施方式的结构图；图8是用于检测电视传输广播标准的标准检测方法的示例性实施方式的流程图；图9是可用在数字处理块中的输入滤波块的示例性实施方式的结构图；图10是可用在数字处理块中的视频处理块的示例性实施方式的结构图；图IlAUlB和IlC分别是一般期望电视频道信号、根据模拟电视广播标准的期望电视频道信号以及根据数字电视广播标准的期望电视频道信号的频谱图；图IlDUlE和IlF示出说明在视频处理块中使用的视频预多相滤波器、视频多相滤波器和主视频滤波器的操作的频谱图；图IlGUlH和IlI示出由视频处理块的VSB滤波器处理的信号的幅值、实部和虚部;图IIJUlK和IlL示出视频处理块的VSB滤波器的频率响应的幅值、实部和虚部；图12A是可用在视频处理块中的载波恢复块的示例性实施方式的结构图；图12B是示出过调制现象的图示；图12C是示出用于处理过调制的第一种技术的图示；图12D是示出用于处理过调制的第二种技术的图示；
图13A是可用在数字处理块中的音频滤波块的示例性实施方式的结构图；图13B是可用在数字处理块中的音频滤波块的可选的示例性实施方式的结构图；图14是可用在数字处理块中的音频处理块的示例性实施方式的结构图；图15是可由图3的通用电视接收机采用的增益控制方法的示例性实施方式的流程图；图16A是图9的模拟增益控制块的示例性实施方式的结构图，该模拟增益控制块可用于采用可选的增益控制方法；图16B是图16A中所示的泄漏(leaky)峰值检测器的结构图；
图16C是示出图16A的模拟增益控制块所使用的增益控制方法的RF/IF交接(take-over)的图不；图17A是通用电视接收机的另一示例性实施方式的结构图；图17B是数字电视解调器的示例性实施方式的结构图；图18是通用电视接收机的另一示例性实施方式的结构图；图19A是采用混叠避免的通用电视接收机的另一示例性实施方式的结构图；图19B是图19A的可变锁相环的示例性实施方式的结构图；图19C是示出由于混叠而产生的期望电视频道的干扰的频谱图；图19D是示出通过使用采样率调节而避免期望电视频道上的混叠的干扰的频谱图；图20A是示出由于混合畸变产物而产生的期望电视频道的干扰的频谱图；图20B是示出通过使用本地振荡器频移而避免期望电视频道的畸变干扰的频谱图；图21A是示出由于混合畸变产物而产生的期望电视频道的干扰的另一频谱图；以及图21B是示出通过使用本地振荡器频移和采样率调节而避免期望电视频道的畸变干扰的频谱图。
具体实施例方式应认识到，为了说明的简单和清楚，附图所示的元件不一定按比例绘制。进一步地，在被认为适当的场合，参考数字可在附图中重复，以指示相应的或相似的元件。此外，阐述了很多特定的细节，以便为实践这里描述的各种实施方式提供充分的理解。然而，本领域普通技术人员应理解，这里描述的各种实施方式可在没有这些特定的细节的情况下实践。在其它实例下，没有详细描述一些方法、程序和部件，因为它们对本领域技术人员是公知的。而且，应理解，词语“示例性”在这里用于表示器件或方法的示例性实施方式，且不一定指示器件或方法的优选实现。现在参考图1A，其中示出的是宽带电视信号10的频谱特征。宽带电视信号10本质上是连续的，具有范围从42到862MHz的正分量和范围从-42到-862MHz的相应的负分量。单独的电视信号具有在6-SMHz范围内的带宽，取决于电视信号所相应的电视广播标准。例如，在北美使用的NTSC电视信号具有6MHz的带宽，而在其它地方使用的电视信号可具有7或8MHz的带宽。在一些国家，不同的带宽可用在电视频带的不同部分中。其它参数也将对不同的电视广播标准变化，如本领域技术人员普遍已知的。电视信号质量可由在电视接收机接收到的电视信号的功率的差异指示。功率的差异取决于本地地形和发射机相对于电视接收机的位置。根据取决于电视广播标准的SNR，可指定良好的电视信号质量的测量。例如，为了复合视频基带信号(CVBS)输出的良好的信号质量，模拟NTSC电视信号可受益于大于45dB的SNR。同时,为了在ATSC情况下的良好的信号质量，数字电视信号可能需要少至15dB的载波噪声比，因为数字电视信号的处理使用误差检测和校正(correction)。现在返回到图1B，其中示出的是基于US ATSC A/74接收机性能原则的电视信号块状分布20，所述原则被预期为广泛接受的标准。图IB示出，相对于在附近频率处的其它频道的强度，关于期望电视频道信号22的强度可以有宽的范围。例如，根据数字接收机的ATSC性能原则，应被正确接收的期望电视频道信号22的最弱的信号强度是_83dBm，而最强的信号强度是_4dBm。而且，期望电视频道信号22可具有紧邻的强干扰电视频道信号24和26，相对功率为33dB。随后的相邻电视频道28到46对每个额外的频道间隔可在功率上增加4dB，直到达到57dB，此时接收应仍然是可能的。传统电视接收机部分地通过使用正好在电视接收机的调谐级的输入处的跟踪滤波器滤波所接收的电视信号的主要部分，来处理此·技术挑战。现在参考图2，其中示出的是可接收并处理数字和模拟电视信号的通用电视接收机100的示例性实施方式的高级结构图，数字和模拟电视信号根据各种广播信号被传输，因而具有不同的电视频道信号带宽。电视接收机100包括RF处理块102、模拟处理块104、模数转换器(ADC) 106、数字处理块108和数模转换器(DAC)块110。电视接收机100接收宽带电视信号10并提供期望电视频道信号112的被处理形式。数字处理块108向RF和模拟处理块102和104以及ADC106提供控制信号，如在下面进一步详细描述的。而且，根据期望电视频道信号的电视广播标准，数字处理块108可输出已调数字信号112’。DAC块110可包括几个数模转换器，取决于所需要的输出的类型。例如，对CVBS输出可以有一个DAC，且对声音IF输出可以至少多一个的EAC。可选地，在其它实施方式中，通用电视接收机100所提供的一些输出信号可被提供给下游部件上的直接数字连接，在这种情况下，对这些输出信号不需要DAC。RF处理块102、模拟处理块104和数字处理块108是定制块。然而，在可选实施方式中，由于一些工作参数中的相应变化以及模拟和数字处理块104和108以及ADC 106中的处理，可使用非定制的RF处理块。下面关于图17A和17B进一步详细描述该可选实施方式。对于全标度(full-scale)信号，ADC 106可具有12位的SNR和_72dBc的线性。电视接收机100不包括SAW滤波器。更确切地，电视接收机100在模拟和数字域中使用分布式滤波，以隔离期望电视频道信号。在不使用SAW滤波器时，该方法允许在单集成电路(IC)上完全实现电视接收机100，并能够利用对不同处理部件的减少的性能限制来实现电视接收机100。因此，可实现具有减小的阶数和减小的Q的滤波器，从而当在IC上实现时需要较少的面积。此外，这样的设计对处理变化和变化的工作条件例如温度和电压较不敏感。然而，在一些可选实施方式中，也可使用SAW滤波器。现在参考图3，其中示出的是RF处理块102的示例性实施方式的结构图。RF处理块102包括天线120、低噪声放大器(LNA)122、第一可变增益放大器(VGA)124、功率计126、具有混频器(mixer) 130和频率合成器132的混频级128、以及第二可变增益放大器(VGA)134。功率计126是可选的，取决于所采用的自动增益控制方法，其在下面被进一步详细地描述。RF处理块102接收并处理宽带电视信号10，以提供可包括大约数十个电视频道信号的多频道电视信号136，这些电视频道信号包括期望电视频道信号22。因此，RF处理块102根据具体情况提供第一级滤波以及增益或衰减。在可选实施方式中，可使用电缆连接、蝶形卫星天线或其它无线连接来代替天线120。宽带电视信号10由天线120接收并被LNA 122和VGA 124放大。根据可广泛变化的期望电视频道信号和宽带电视信号10的某些特性，LNA 122和VGA 124所提供的增益量是可变的。然而，在一些情况下，可能必须使所接收的电视信号10衰减。通常，LNA 122和VGA 124所提供的合成的增益量可从_20dB改变到50dB。因此，放大器122和124都具有宽动态振幅范围。VGA 124所提供的增益量由AGC控制信号138控制。虽然信号138被示为模拟的，但它可为模拟的或数字的。LNA 122和VGA 124的频率响应可一直扩展到大约1GHz，以在没有明显畸变的情况下传递所接收的电视信号连同一些谐波。然而，在可选实施方式中，至少一个额外的滤波·器(即，可转换的滤波器、跟踪滤波器、FM陷波滤波器、或对于改进的FM性能的FM带通滤波器)可插入在LNA 122之前，以除去无用信号，例如便携式电话和短波无线电信号。此外，也可滤波出FM无线电信号。可选地，如果也希望有无线电功能，则可包括FM无线电信号。在可选实施方式中，LNA 122和VGA 124可合并，并在一个可变增益级中实现。混频级128将VGA 124的输出混和到在GHz数量级上的更高的频率范围。在此较高的频率范围处，较容易实现模拟处理块104的部件。此外，混频级128的谐波处于非常高的频率，因而避免了与电视频带的任何可能的交叠，该交叠可导致任何干扰图像。此外，在此频率范围中，由于在模拟信号处理块104中使用的各种信号处理技术，可最小化来自其它电视信号的干扰。例如，混频级128可提供高侧混频，以混合VGA 124的输出，使得期望电视频道信号22中心在I. 125GHz附近(见图5A)。为了实现此，频率合成器132是可调谐的，且在一些情况下，可提供具有在I. 16GHz到I. 9GHz范围内的频率的可调谐信号。例如，使用I. 167GHz的振荡频率，电视频带的低端(即，-42MHz)出现在I. 125GHz，而使用I. 987GHz的振荡频率，电视频带的高端(即，-862MHz)出现在I. 125GHz。根据期望电视频道信号22的频率以及设置期望电视频道信号的频率内容以用于由模拟处理块104处理而所处的频率，频率合成器132从数字处理块108接收调谐控制信号140。频率合成器132充当本地振荡器(LO)并可基于PLL设计，且振荡信号可从例如具有4MHz或16MHz的频率的晶体振荡器得到。频率合成器132将有一定数量的偏移误差，该偏移误差需要由数字处理块108解决以找出期望电视频道信号。然而，由于在模拟处理块104中提供的粗滤和数字处理块108所提供的信号处理，可实现具有较粗或较大的步长(step size)的频率合成器132，以便在混频之后，在期望电视频道信号的确切位置上有较大数量的偏移(即，离在I. 125GHz处的中心的较大的移位)。通常，电视接收机100可容忍IMHz或更多的偏移，特别是当偏移是由于使用了粗合成器步长时，因为在这种情况下的偏移是已知的，并可在处理链中在下游被进一步补偿。这在下面被进一步详细地讨论。混频级128也可提供一些增益和滤波。在一些实现中，混频器130可包括能够提供大约10_20dB的增益的微分增益级，并可包括无功负荷，例如一对LC谐振滤波器，以提供I. 125GHz附近的滤波。滤波不是尖锐的，因为感应器在IC上实现，且LC谐振滤波器的Q在某些频率处范围从6到12。因此，在混频级128提供的滤波的带宽可为大约100MHz，且混频级128的输出可包括超过10个电视频道。可选地，键合线可用于感应器，以获得高达10或更大的Q值。在至少一些情况下，外部感应器也可用于较大的选择性。混频级128的输出接着被VGA 134放大，VGA 134可为标准VGA。VGA 134通常可用于提供大约10到30dB的增益。根据VGA124提供的增益以及混频级128提供的滤波和增益量来选择VGA 134提供的增益量。下面进一步详细描述对VGA 124和134的增益控制。在可选实施方式中，如果在VGA 124之后没有滤波或如果没有额外的增益是必要的，则VGA134是可选的，并可被排除。现在参考图4，其中示出的是模拟处理块104的示例性实施方式的结构图。模拟处理块120通常滤波并放大多频道电视信号136，以产生粗频道信号。该滤波被称为粗滤，因为带宽用于滤波器，由于所使用的各种不同类型的模拟和数字广播标准，这些带宽大到足 以适应期望电视频道信号的不同带宽。带宽也可被选择为宽或大到足以适应期望电视频道信号中的任何频移或频偏以及由于模拟电路产生的任何可变性。该可变性包括部件容差、温度和电压变化(其可导致绝对频率和信号路径的带宽的变化)、出现在滤波器的频带边缘附近的不规则性(使用宽带使得当不扩展边缘时效应减到最小)以及减轻精确模拟设计的困难(更具体地，设置和保持滤波器的通带精确所需的调谐)。也可通过对模拟和数字广播标准跟踪期望电视频道信号的载波频率来容忍频率中的这些变化。对于模拟广播标准，载波跟踪类似于跟踪期望电视频道的图像载波和音频载波(虽然在一些实施方式中，音频载波跟踪可从属于图像载波，如下面关于图13B讨论的)。对于数字广播标准，载波跟踪是可选的，但当被执行时类似于跟踪特定的频率，例如中心频率。例如，即使DVB-T信号可被认为具有多达8192个载波，可通过指定这8192个载波频率的中心频率并跟踪中间载波频率来进行调谐。关于图10、124、134、138、17八和178进一步讨论载波频率跟踪。当被执行时，载波跟踪用于引入频移反馈信号，以在数字处理块108中确保期望电视频道信号保持在滤波分量的带宽中。这关于图10被更详细地描述。模拟处理块102包括第一粗带通滤波器150、第三VGA 152、采样和保持电路154、离散时间粗带通滤波器156 (其可基于开关电容器实现)、离散时间VGA 158和频率合成器160。下面更详细地讨论VGA 152和158的增益控制。在一些情况下，VGA 152和158之一是可选的，并可在可选实施方式中被排除。如果粗带通滤波器150不存在，则不需要VGA 152。如果不需要离散时间带通滤波器156，则VGA 158不是必要的。此外，粗带通滤波器150能够以离散或集成的方式实现。在模拟处理块102的可选实施方式中，如果使用连续时间带通σ - δ ADC,则不需要采样和保持电路154，且ADC具有内在的抗混叠滤波，潜在地排除了对其它滤波器的需要。滤波器156也是连续时间滤波器，且VGA 158是连续时间可变增益放大器。通常，模拟处理块104处理多频道电视信号136以提供粗频道信号162，粗频道信号162包括期望电视频道信号22的频率内容以及一个或多个相邻的电视频道信号的部分或全部。在一些实现中，粗频道信号162可具有在10-20MHZ的范围内的带宽，且在一些情况下可为大约10MHz，因此对于一些电视广播标准，可包括一个全频道和两个部分频道(例如见图5B)或两个全电视频道信号。模拟处理块104利用分布式粗滤来提供具有足够带宽的粗频道信号162，以处理前面提到的各种问题。这在下面被进一步描述。粗带通滤波器150提供另一级滤波，以除去无用的电视频道信号以及防止由于随后的离散时间采样而引起的混叠。粗带通滤波器150也大约位于混频级128混合期望电视频道信号的频率的中心。粗带通滤波器150的通带尺寸大到足以通过所关注的粗频率区170c(见图5C)，其包括期望电视频道信号和至少一个或多个相邻的电视频道信号的至少部分。可选择采样和保持电路154的采样率和粗带通滤波器150的带宽以使用亚采样，以便不需要另一混频器来使所关注的粗频率区移动到IF。采样率选择成大于所关注的粗频率区170c的带宽的两倍，粗频率区170c通常可为大约10-20MHZ宽。然而，粗带通滤波器150具有中心频率在千兆赫范围内的10-20MHZ的带宽是不实际的。更确切地，采样和保持电路154的采样率可设定成比所关注的粗频率区170c的带宽的两倍高得多，这允许放宽粗带通滤波器150的通带、过渡带和阻带要求。进一步地，粗带通滤波器150在通带中的振幅响应也不必为平坦的，因为它可被数字地校正，如下面关于图9进一步描述的。然而，在其它实施方式中，可使用其它类型的采样，例如直接采样或过采样，而不是亚采样。·相对于采样和保持电路154所使用的采样频率、所关注的频率区170c的带宽和ADC 106所需要的分辨率量，来选择粗带通滤波器150提供的衰减量。例如，假定采样和保持电路154使用500MHz的采样率，粗带通滤波器150的通带为大约500MHz，且混频级128将期望电视频道信号混频到I. 125GHz。另外称为欠采样的该亚采样将最初在I. 125GHz区中的期望电视频道信号的图像放置在125MHz处，并将中心在250MHz的倍数的粗带通滤波器150的输出信号170的其它图像170a和170b放置成远离125MHz，如图5C所示。如可看到的，粗带通滤波器150所提供的衰减使得其输出170的亚采样形式与图像170a和170b交叠。然而，选择粗带通滤波器150所提供的衰减，使得在所关注的粗频率区170c的亚采样形式和图像170a及170b的边缘之间的交叠区，图像170a及170b的边缘被充分衰减，以在ADC 16对所关注的频率区采样时，在没有混叠的情况下提供足够量的分辨率。例如，在至少一些情况下，衰减量在离125MHz的+/-BW/2处可为至少_74dB，以确保ADC 106具有12位分辨率，其中BW/2是粗带通滤波器150的带宽的一半。应注意，如果使用具有较高Q的感应器，则对粗带通滤波器150可选择较小的带宽。例如，Q增强的感应器、键合线等可用于将Q增加到5，并将带宽减小到大约250MHz左右。在一些实现中，粗带通滤波器150可被实现为6阶滤波器(见图6A)，其可使用类似于在混频级128中使用的LC谐振滤波器的三个2阶LC谐振滤波器级的级联来实现。每个谐振滤波器级可由缓冲器分离，以避免彼此相互作用。此外，每个缓冲器可用作增益控制的分布式源，以当信号功率随着每个随后的LC谐振滤波器级降低时帮助维持合理的信号电平。带通滤波器138的总的Q可为大约12。粗带通滤波器150可用其它方法实现，如本领域技术人员通常已知的。采样和保持电路154通过频率合成器160被提供有定时信号，以执行亚采样。频率合成器160从数字处理块108接收定时控制信号166，使得如果需要，亚采样率可变化。开口(aperture)窗与采样和保持电路154相关，且可选择开口窗的长度，使得多信道电视信号136可被解析为ADC 106的最低有效位。应理解，在采样和保持电路154之后的所有块使用离散时间部件来实现。
粗带通滤波器156可用于提供另一级的滤波。对于本例，粗带通滤波器156可被实现为开关电容器，通带的中心在125MHz。粗带通滤波器156类似地提供包括期望电视频道信号的粗频道信号输出。然而，粗带通滤波器156具有比粗带通滤波器150更尖锐的传递函数，因为它提供更大量的衰减(即，滚降更大)以处理更极端的块状分布，其中相邻的电视频道信号可为大于期望电视频道信号的35到40dB (这取决于电视广播标准)。在一些实现中，粗带通滤波器156可被实现为具有比粗带通滤波器150陡得多的滚降的8阶滤波器(见图6B)，以进一步提高期望电视频道信号的信噪比(SNR)。在一些情况下，粗带通滤波器156也可用于限制粗频道信号162的功率，以便ADC 106的分辨率足以数字化该信号并将期望电视频道信号解析到必要的精确度。VGA 152和158可分别向粗带通滤波器150和156的输出提供适当数量的增益，这基于这些滤波器所进行的滤波的量和所接收的信号的电平。此外，由于不同的RF信号块状分布(其中之一例如在图IB中示出)，可选择各种增益组合来产生提高的性能。因此，VGA124、134、152和158从数字处理块108接收增益控制信号138、142、164和168，以更有效地应用增益或衰减的分布量。
数字处理块108确定增益/衰减的最佳分布和量。数字处理块108可用很多方式确定增益分布。例如，数字处理块108可根据功率计126所进行的测量来确定增益分布。在这种情况下，功率计126向数字处理块108提供模拟信号信息144 (这可以数字方式提供)。可选地，数字处理块108可使用用于控制RF和模拟处理块102和104的增益的其它方法，在这种情况下，功率计126可以是可选的。通常，可调节由RF处理块102和模拟处理块104提供的增益量，以影响在RF和模拟处理块102和104中不同位置处的信号的灵敏性和畸变。可调节模拟处理块104提供的增益量，以便当控制块102和104中的畸变量时，充分利用ADC 106的输入范围。在一些情况下，由RF和模拟处理块102和104提供的全部增益量可大约为100dB。下面参考图15和16A-16C更详细地描述了可使用的增益控制技术。ADC 106数字化模拟处理块104的输出，以提供数字化的粗频道信号172。取决于电视广播标准，数字化的粗频道信号172包括期望电视频道信号和一个或多个相邻的电视频道信号的部分。RF处理块102和模拟处理块104中的不同部件所提供的粗滤指示了 ADC106所需要的位的数量。如果混频级130以及粗频道滤波器150和156提供更多的滤波，则可实现具有较少数量的位的ADC 106。因此，选择这些部件的滤波特征表示在滤波中提供较大的选择性的复杂度与在ADC 106中提供较高的分辨率的需要之间的平衡。使用可提供11或12个有效位(I位对被采样的信号提供大约6dB的分辨率/增益)的带通δ-σ (BDS)ADC可实现ADC 106。BDS ADC使用3_4个实际位以非常高的速率过采样，以产生11或12个有效位用于数字化。BDS ADC在IF频率处输出数据。然而，在其它实现中，可能使用12位奈奎斯特速率(Nyquist rate) ADC来实现ADC 106。在可选实施方式中，如果连续时间带通σ-δ转换器用于ADC106，则可使用连续时间滤波器实现采样和保持电路154和粗带通滤波器156，并使用传统的连续时间VGA实现VGA 158。在一些情况下，可使用低通ADC，假定模拟处理块104中的适当的滤波先于低通ADC。也可改变输入中间频率。此外，在可选实施方式中，根据期望电视频道信号的频率范围以及RF和模拟处理块102和104所使用的任何混频或其它频移，用粗低通滤波器代替对模拟处理块102描述的至少一些粗带通滤波器是可能的。现在参考图7，其中示出的是数字处理块108的示例性实施方式的结构图。数字处理块108包括输入滤波块180、视频处理块182、第一和第二音频滤波块184和186、以及音频处理块188。数字处理块108还包括控制块190，其用于控制数字处理块108中的不同块以及向RF和模拟处理块102和104中的不同部件提供定时和控制信号。数字处理块108的某些部分根据采样和保持时钟电路154所使用的采样率操作；然而，也可通过采用下采样或内插法来使用其它采样率。数字处理块108通常配置成在模拟操作模式中操作以处理根据模拟广播标准传输的信号，或在数字操作模式中操作以处理根据数字广播标准传输的信号。数字处理块108通常处理数字化的粗频道信号172，以恢复期望电视频道信号的视频和音频信息。该处理考虑用于传输期望电视频道信号的电视广播标准。数字处理块108可产生不同的输出，取决于特定的实现。这些输出在不同的实施方式中通常包括下列 项的不同组合PAL/SECAM/NTSC格式的CVBS (复合视频基带信号)输出、左和右频道音频输出、可由音频解码器(未示出)进一步处理的声音IF输出、以及数字视频输出的数字化形式，其可由数字电视解调器进一步处理以提供数字传输流，数字传输流可接着由另一元件例如MPEG-2解码器处理。数字传输流包括表示一个或多个电视节目的音频和视频信息的被压缩的数字数据。此外，数字IF输出可被提供到外部数字解调器。CVBS、基带音频、声音IF和数字IF输出的数字化形式可使用DAC块110转换成模拟形式。在可选实施方式中，这些信号能够以数字形式传送到随后的处理级，而不需要进一步的转换。更具体地，数字化的粗频道信号172由输入滤波块180处理，以提供经处理的数字化的粗频道信号192。输入处理块180通常提供下变频、预滤波和下采样的组合。输入滤波块180也包括用于在RF和模拟处理块102和104中设定不同的可变增益放大器的增益的部件。然而，在可选实施方式中，该功能可由控制块190提供。经处理的数字化的粗频道信号192接着由视频处理块182处理，其根据期望输出格式提供了输出信号194。如果电视广播标准是模拟的，则输出信号194只包括视频信息。然而，如果电视广播标准是数字的，则输出信号194包括以根据广播标准调制的格式的视频和音频内容。进一步地，视频处理块182具有两种操作模式当根据模拟广播标准传输期望电视频道信号22时处理该信号的模拟操作模式，以及当根据数字广播标准传输期望电视频道信号22时处理该信号的数字操作模式。这下面被进一步详细地描述。如果根据模拟广播标准传输期望电视频道信号22，则经处理的数字化的粗频道信号192也由提供中间音频信号196和198中的至少一个的第一和第二音频分离块184和186中的至少一个进行处理。在可选实施方式中，如下面关于图13B进一步详细解释的，代替接收信号192，第一和第二音频滤波块184和186可接收由视频处理块182提供的该信号的被处理形式。第一和第二音频滤波块184和186也可提供声音IF信号SIFl和SIF2。中间音频信号196和198以及声音IF信号SIFl和SIF2接着由音频处理块188处理，以根据期望输出格式提供音频输出信号200。第一和第二音频分离块184和186都可用于模拟电视广播标准指示两个音频载波的使用的情况。可选地，在这种情况下，单个音频分离块可用于同时分离这两个载波并通过单个SIF连接将其提供到下游音频设备，用于进一步的处理。对于利用单个音频载波的模拟广播标准，第一和第二音频分离块184和186中只有一个可由控制块190启动。在至少一些情况下，控制块190也可分别从视频处理块182和数字解调器接收信号BI和B2，以确定用于期望电视频道信号的电视广播标准是模拟的还是数字的。例如，视频处理块182可首先在模拟操作模式中操作，且如果在合理的时间量内实现对图像载波的锁定，则通过信号BI (见图12A)识别该锁定，以便控制块190可对模拟操作模式配置数字处理块108的不同部件。如果没有得到锁定，则控制块90可对数字操作模式中的操作配置视频处理块182，并确定期望电视频道信号是否被正确地解调。在此方面，数字解调器的部件(见图17B)可指示信号B2中的成功的解调。控制块190还确定模拟或数字电视广播标准的特定类型。确定电视广播标准的一种方法是检测包括在经处理的数字化的粗频道信号192中的音频信息的类型。可选地，可对特定的广播标准配置电视接收机100。在此方面，电视接收机100的体系结构允许接收机100被批量生产并接着通过设置某些参数来配置成处理根据确定广播标准传输的电视·信号。现在参考图8，其中示出的是用于检测电视传输广播标准的标准检测方法250的示例性实施方式的流程图，该电视传输广播标准用于传输宽带电视信号10。标准检测方法250包括用于检测期望电视频道信号是否是数字电视信号的数字检测模式以及用于检测期望电视频道信号是否是模拟电视信号的模拟检测模式。这包括从视频和音频处理块182-188接收反馈。一旦找到期望电视频道信号的带宽，控制块190就为数字处理块108设定带宽(BW)和操作模式。在步骤252，标准检测方法250输入数字检测模式，以确定是否使用数字广播标准传输期望电视频道信号。选择第一数字广播标准，且方法250试图根据选定的数字广播标准，使用本领域技术人员已知的方法来解调和解码期望电视频道信号。如果得到锁定，则方法250移到步骤256，并在数字接收模式期间在视频处理块182中设定不同块中所使用的带宽。如果没有得到锁定，则方法250移到步骤258，以确定是否有任何其它数字广播标准要检查。如果是这样，则检查另一数字广播标准，且方法250移回到步骤254。如果没有更多的数字广播标准要检查，则方法250移到步骤260。在步骤260，方法250输入模拟检测模式。在步骤262，方法250试图锁定到载波频率。如果载波频率被锁定，则方法250必须确认该载波频率是图像载波频率而不是音频载波。几种技术可用于锁定到载波频率并确认它是图像载波。一种技术包括使用同步解码的粗略形式来确定同步信息是否与锁定的载波频率相关。如果对图像载波频率进行锁定，则方法250移到264，否则方法250继续试图锁定到图像载波频率。粗同步检测方法包括给每个场的线计数，以验证锁定的载波是图像载波。在步骤264，方法250试图找出音频载波。为了实现此，可根据模拟广播传输标准查阅包括音频载波的可能位置的查找(look-up)表。方法250可以从位于离图像载波频率最远的音频载波开始，以确定在该位置是否存在音频载波。如果在音频载波频率处找到信号，则假定它为音频信号，但可被检查以通过执行粗同步解码来确定它不是另一图像载波。如果没有找出音频载波，则该方法考虑离所找出的图像载波第二远的音频载波，并反复地重复该过程，直到检测到音频载波。如果音频载波被检测到，则方法250可搜索第二音频载波，因为一些模拟广播方法使用两种音频载波。一旦单个或两个音频载波被检测到，方法250就移到步骤256，以对数字处理块108设定BW和操作模式。BW可被设置为图像载波频率和音频载波频率之间的差减去几百KHz，以便确保音频信号在视频路径中充分衰减。如果在步骤264没有找出音频载波，则方法250移到步骤266，以搜索下一图像载波信号。下一图像载波信号的搜索范围可以是在模拟广播传输标准中使用的防护频带和最宽的带宽。如果没有找出图像载波信号，则BW可对模拟广播传输标准设定最大带宽。如果找到另一图像载波，则可根据与最初找出的图像载波频率相比最近找出的图像载波频率的距离来确定带宽。根据对期望电视频道信号的检测到的电视广播标准，控制块190向视频处理块182提供视频控制信息信号202，以控制视频处理块182的操作模式。控制块190也向第一和第二音频分离块184和186以及音频处理块188提供音频控制信息信号204、206和208。通常，当用于期望电视频道信号的电视广播标准是模拟的时，音频控制信息204、206和208启动块184、186和188。在这种情况下，音频控制信息204和206根据经处理的数字化的粗频道信号192中的音频载波的数量来启动音频块184和186中的至少一个。音频控制信 息204、206和208可包括在下面更详细讨论的其它操作参数值。控制块190也向RF和模拟处理块102和104提供控制和定时信息信号210。该信息根据电视接收机100的用户希望观看的电视频道从输入信息212得到。控制和定时信息210用于控制各种合成器的频率以及采样率。现在参考图9，其中示出的是输入滤波块180的示例性实施方式的结构图。输入滤波块180包括接收旋转控制信号302的频率旋转器(即，下变频器或数字混频器)300、抽取滤波块304、均衡器306和模拟增益控制块308。应注意，在可选实施方式中，模拟增益控制块308可在不同的块中找出。进一步在一些可选实施方式中，模拟增益控制块308的功能可由控制块190提供。频率旋转器300通过执行下变频到基带来处理数字化的粗频道信号172，使得所关注的粗频率区170c现在中心在DC附近。下变频的量由自由运行的离散时间振荡器(未示出)所提供的旋转控制信号302控制。4倍于所关注的范围的中心频率的采样率的选择允许实现旋转器300而不需要乘法器，因为旋转以90度增量出现。频率旋转器300为提高的处理效率产生正交信号，即，同相(I)和正交(Q)信号。I和Q信号接着由分离的I和Q信号路径处理，如本领域技术人员通常已知的。应注意，只示出具有双重/较粗的线的一个单信号路径来表示I和Q信号路径，以简化描述。然而，应理解，具有两个I和Q输入以及两个I和Q输出的块实际上使用两个块实现；一个块处理I信号，而另一个块处理Q信号。该术语也用在其它图中。抽取滤波块304向频率旋转器300的输出提供一些低通滤波和下采样，以除去无用信号分量并减小采样率，以便简化随后的处理级。滤波除去了由ADC 106所提供的数字化而产生的量化噪声。如果带通σ-δ转换器用于ADC 106，则滤波可设计成使频率旋转器300的I和Q输出信号的噪声成形频谱区衰减。抽取滤波块304接着执行下采样，以便数字处理块108中的其它块可更有效地操作。例如，可完成下采样，以便与经处理的数字化的粗频道信号192相关的采样率大约在31. 25MHz。抽取滤波块304所提供的低通滤波量也相称于下采样量，如本领域技术人员通常已知的。
抽取滤波块304的输出接着由均衡器306处理。应注意，均衡器306是可选的，且如果均衡功能可由另一下游元件提供则是不必要的；例如，均衡可由接收视频处理块182的输出信号194的数字解调器(未示出)提供。取决于输出信号194所需的性能的水平，当处理根据模拟广播标准传输的电视信号时，均衡器306的功能也可以是可选的。因此，在一些情况下，均衡器306可被禁用或不包括。均衡器306处理下采样器的I和Q输出，以补偿在模拟处理块104中的滤波器152和156所提供的非理想滤波。因此，均衡器306提供均衡，以使滤波器152和156看起来好像有平坦的频带内响应和提高的组延迟响应。均衡器306可合并I和Q信号以提供单端实输出信号192。可选地,在一些可选实施方式中,均衡器306可提供I和Q输出信号，其接着被数字处理块108中的其它块适当地处理。均衡器306可用各种方式实现，正如本领域技术人员通常已知的。例如，均衡器306可包括实或虚FIR滤波器以执行均衡，并且也可包括几个级联的滤波器以及频率旋转器，以将信号移动采样率的确定一小部分，以便均衡器中的滤波器可被更有效地实现。在这 种情况下，块182、184和186包括相应的频率旋转器，以将经处理的数字化的粗频道信号192移回基带。ADC 106的输出也提供到模拟增益控制块308。模拟增益控制块308的目的是调节在RF和IF级的增益设置，从而调节提供到ADC106的信号的电平，以最终增加期望电视频道信号的质量。这可使用反馈环来执行，其中来自ADC 106的输出的电平被测量并与预置参考电平比较。如果所测量的电平小于参考电平，则增益增加，而如果所测量的电平高于参考电平，则增益降低。因此，参考电平可被认为是环试图维持的目标电平，即使当来自天线120的信号的电平改变时。模拟增益控制块308可执行关于图16A-16C被更详细描述的该增益控制技术。模拟增益控制块308被数字地实现，并在RF处理块102中向VGA 124和134分别提供RF增益控制信号138和142。模拟增益控制块228也在模拟处理块104中向VGA 152和158分别提供I F增益控制信号164和168，如果这些放大器存在的话(注意，它们是可选的)。模拟增益控制块308可执行在图15中略述的增益控制方法或在下面进一步详细描述的其它方法。在可选实施方式中，可实现利用由功率计126所提供的信息的增益控制系统，在这种情况下，模拟增益控制块308也接收模拟信号信息144。现在参考图10，其中示出的是视频处理块182的示例性实施方式的结构图。视频处理块182通常通过执行载波频率恢复、重新采样和滤波来处理经处理的数字化的粗频道信号192。视频处理块182也可通过补偿相位扰动来执行相位噪声抑制，相位扰动包括由激励等引起的噪声和系统变化。如所提到的，视频处理块182在数字操作模式或模拟操作模式中操作，取决于期望电视频道信号是根据数字电视广播标准还是模拟电视广播标准被传输。视频处理块182包括第一频率旋转器350、视频预多相滤波器352p、第一视频多相滤波器352、视频重新采样控制块354、视频滤波器356、视频VGA 358、复用器360、数字增益控制块362、第二频率旋转器364、图像载波恢复块366、输出均衡器388、第二视频多相滤波器368、上采样块370和数模转换器(DAC) 372。视频预多相滤波器352p、第一视频多相滤波器352、视频重新采样控制块354和视频滤波器356可被认为是视频滤波器级。图像载波恢复块366包括载波恢复滤波器374、第一相位旋转器376、载波恢复块378、AGC滤波器380、第二相位旋转器382、残留边带(VSB)滤波器384、第三相位旋转器386、过调制滤波器406和过调制幅值检测器408。控制块190提供模式控制信号388以控制视频处理块182是在模拟操作模式还是在数字操作模式中操作。模式控制信号388作为选择输入被提供到复用器360，以选择哪个增益控制信号应用于数字VGA358。这在下面被进一步详细描述。模式控制信号388也被提供到图像载波恢复块366，以在模拟操作模式期间启动该块或在数字操作模式期间禁用该块。在数字和模拟操作模式中，频率旋转器350通常移动经处理的数字化的粗频道信号192的频率内容，以便期望电视频道中心在DC附近。在模拟接收的情况下，包括期望频道的残留边带的视频信息中心在DC附近。在数字接收的情况下，整个频道类似地位于中心。这两种情况通常都在图IlA中示出。频率旋转器350也产生同相I和正交Q信号，且大部分视频处理块182包括用于处理I和Q信号的两个信号路径。然而，由于已知和未知的元素，在期望电视频道的频率内容的位置上有一定程度的偏移。对于一些情况，与数字操作模·式比较，偏移程度可能对于模拟操作模式较大。由于在频率合成器132中使用粗步长或细步长，一部分偏移产生于期望电视频道信号的频率内容的粗略定位，且此偏移量是已知的。然而，额外的偏移从频率合成器132以及发射机或其它硬件中的频率容差产生，发射机将期望电视频道信号22传输到接收机100。这些偏移是未知的，且也必须被校正。在数字操作模式中，偏移校正可在后面的级由另一部件例如数字解调器(未示出)执行。本领域技术人员熟悉可在数字解调器中使用的技术，该技术用于校正根据数字广播标准广播的电视频道信号的偏移。因此，在一些实施方式中，在数字操作模式期间没有被提供到频率旋转器350的反馈信号。更确切地，视频处理块182可按开环或自由运行的方式操作，其中固定或已知的频移应用于经处理的数字化的粗频道信号192，以将信号移动到基带来试图使所关注的粗频率区中心在DC附近，而不管偏移如何。因此，在载波频率中的已知频偏误差，例如由于在用在RF处理块102中的振荡器中使用粗步长或细步长或由于任何其它已知的频偏误差而引起的误差，可借助于频率旋转器350通过应用相应的已知偏移以这种方式被补偿。可能未知的其它偏移的校正可由下游数字解调器(未示出)执行。可选地，在包括数字解调器的其它实施方式(例如见图17A和17B)中，数字解调器可向频率旋转器350提供反馈信号，以调节应用于经处理的数字化的粗频道信号192的移位，使得它中心在DC附近,而不管偏移如何。在模拟操作模式中，频率旋转器350使模拟广播电视信号的来自频率到f2的部分中心应在DC附近。例如，图IlB示出NTSC模拟电视频道信号的频率到f2的位置，如在北美使用的。这通过使用反馈环来实现，反馈环包括第一和第二频率旋转器350和364以及图像载波恢复块366。频率旋转器350将可变频移应用于经处理的数字化的粗频道信号192，以试图使期望电视频道信号的视频信息的频率内容中心在DC附近。当初始操作时，频率旋转器350应用初始频移。参考图12A更详细地讨论初始频移的选择。频率旋转器364应用Λ ω的固定频移，以便当到f2的频率范围在频率旋转器350的输出处中心在DC附近时，图像载波移动到DC。注意，由于偏移误差，最初图像载波可能不精确地移动到DC。图像载波恢复块366接着通过检测图像载波信号的实际位置跟踪频偏误差，并产生模拟模式频移反馈信号390，其被提供到频率旋转器350以调节它提供的频移量。随着时间的过去，在频移中的该调节使得频率旋转器364所提供的固定频移将图像载波信号移动到DC。下面进一步详细地描述载波恢复块366的操作。频率旋转器350的输出由提供低通滤波以除去无用频谱分量的视频预多相滤波器352p处理。视频预多相滤波器352p的输出由视频多相滤波器352处理，视频多相滤波器352提供内插以改变视频预多相滤波器352p的输出的数据样本的数量。视频多相滤波器352所执行的内插操作提供视频预多相滤波器352p的输出的不同的被采样形式，因为视频多相滤波器352的输出的数据样本在不同的时间位置，且与视频预多相滤波器352p的输出相比具有不同的时间间隔。视频多相滤波器352的端部效应是改变视频多相滤波器352的输出处的采样率，以便相对于新采样率被标准化的期望电视频道信号的带宽转变成匹配于视频滤波器356的带宽。因此，视频多相滤波器352和358充当重新采样元件。内插量(即，重新采样量)由视频重新采样控制块354指示，视频重新采样控制块354向视频多相滤波器352和358分别提供重新采样控制信号392和394。所需要的内插度与控制块190所确定的广播传输标准有关，这由从视频控制信息202得到的广播信息信号286指示，视频控制信息202由控制块190提供。在可选实施方式中，视频重新采样控制块354的功能可由 控制块190提供。考虑参数Wnull=fnull/fs(p°lyp1· °utput)，其为相对于新采样率fs(p°— output)被标准化的视频滤波器356的固定截止频率。视频重新采样控制块354配置新采样率fs(—ase的值，使得fnull相应于期望电视频道信号的带宽的一半，因为它是中心在DC附近的复信号。参数fnull的值根据电视广播标准变化。对于模拟电视广播标准，期望电视频道信号包括由特定的广播标准定义的、在图像载波频率之上的视频信息fv，以及位于以MHz为单位并在图IlB中示出的图像载波频率之下的残留边带部*fVSB。因此，fnun可由下面的公式给出fnuir(fv+fVSB)/2MHz。在下面的例子中假定fVSB的值为O. 75MHz，虽然其它值也可以是可能的。Wnun的值可例如通过设计设定为O. 31，因为具有该特征的滤波器表示在设计考虑中的实际平衡。下面对各种模拟电视广播标准示出一些例子。fnull (4. 2+0. 75) /2MHz (NTSC) fnull (5. 0+0. 75) /2MHz (PAL B, G)fnull (5. 5+0. 75) /2MHz (PAL I)fnull (5. 7+0. 75) /2MHz (PAL D, K)对于包括DVB-T的数字电视广播标准，期望电视频道信号的带宽是如下面例子所示的整个频道宽度(fVSB不适用)。如在前面例子中的，fnull被取作该带宽的一半，因为信号本质上是复的。fnull (6. O)/2MHz (6MHz DVB-T)fnull (7· 0)/2MHz (7MHz DVB-T)fnull (8. 0)/2MHz (8MHz DVB-T)fnull (6. 0) /2MHz (6MHz ATSC)因此，不是将视频滤波器356实现为可变带通滤波器，视频处理块182使用视频滤波器356的固定带宽，并改变提供到视频滤波器356的数据的有效采样率。视频多相滤波器352的输出是以相同的物理时钟率但以新的有效采样率，以调节期望电视频道信号的频谱或带宽来匹配视频滤波器356的通带。该处理允许使用尖锐的固定滤波块，好像它有可变的通带大小。这导致更有效的实现，因为不需要各种不同的滤波器传递函数的系数来匹配每个电视广播标准。更确切地，视频滤波器356的仅仅一组系数被储存。此“重新采样处理”允许视频处理块182使用相同的固定滤波器滤波具有例如6、7或8MHz的不同带宽的电视频道信号。进一步地，应注意，由视频滤波器356、均衡器306以及模拟滤波器150和156提供的滤波近似于由SAW滤波器提供的滤波，SAff滤波器按照惯例在传统电视接收机中使用。也可在视频滤波器356之前使用抽取滤波，以减少数据样本的数量，并相应地减少用于视频滤波器356的系数的数量。相同的滤波器系数可在数字和模拟操作模式中由视频滤波器356使用。在模拟操作模式中，调节采样率，以便视频滤波器356分离包括残留边带部分的期望电视频道信号的视频信息，如早些时候描述的。在数字接收模式中，调节采样率，以便视频滤波器356通过整个数字频道，因为视频和音频信息在一起作为多路传输的数据流被传输。图IlC示出符合如在北美使用的ATSC数字广播标准的期望电视频道的示例性图示。在这种情况下，有效带宽可设置成比期望电视频道的带宽稍微宽，以便可容忍所接收的期望电视频道的实际·频率中的一些偏移，而视频滤波器356不侵入期望电视频道的频带边缘。虽然在一些情况下稍微宽的滤波器带宽可能有用，但如果存在强大的相邻频道，则它可能损害性能。在至少一些实施方式中，可通过将来自数字解调器的频偏反馈应用于频率旋转器350以便保持视频滤波器356的有效带宽与期望电视频道对准，来使用窄带滤波器选择，而没有不希望有的效应。视频滤波器356可使用较小的滤波器的流水线实现，以使滤波过程更有效，如本领域技术人员通常已知的。现在参考图11D-11L (在这些图中，频域以不在标准化频率中的实际频率(Hz)表示)更详细地描述视频预多相滤波器352p、视频多相滤波器352和视频滤波器356的操作。频率旋转器350的输出首先由视频预多相滤波器352p处理。如图IlD所示，频率旋转器350的输出包括期望电视频道信号和带外分量。视频预多相滤波器352p实质上除去所有带外和不关注的频谱分量，这些频谱分量否则在通过视频多相滤波器352重新采样之后将混叠到期望电视频道信号频带。因此，视频预多相滤波器352p使频率旋转器350的输出的高频分量衰减。预多相滤波器352p的频率响应在图IlD中由虚线示出。响应在期望电视频道信号的频带内是平坦的。预多相滤波器352p的阻带指定了多相滤波器352的亚采样率。当在预多相滤波器352p处的输入处的频谱分量大于多相滤波器352的输出处的采样率的一半时，那些分量被混叠到多相滤波器352的输出中。因此，在多相滤波器的输出处的最小可能的采样率由避免该混叠的需要所限制。对于边界情况，这些可能的混叠分量由点线示出(即，在多相采样fs( output)之后的最小可能的采样率)。视频多相滤波器352将输入数据采样率fs(p°lyphase input)减小到输出采样率fs(p°lyphase°utput)。重新采样比率是仁(—outputVfs(polyphase input)。视频多相滤波器352能够改变如下由视频预多相滤波器352p的阻带边界频率Fb_toy—yphase filter)和期望电视频道信号Fbomdary(desired televisi°n chamel sisial)的上边界频率限制的特定范围内的采样率。
ΓΠ1-P (polyphase output) _Τ7(pre-polyphase filter)、·ρ(desired television channel signal)
LU DoJ Is^boundary^boundary在图IlE中示出实际频率(Hz)中的多相滤波器352之后的频谱。现在期望电视频道信号的带宽匹配主视频滤波器356的带宽，且期望电视频道信号未被任何混叠的信号损坏。其它电视频道信号和带外混叠的频谱分量至少部分地被预多相滤波器352p衰减。视频多相滤波器352的输出由视频滤波器356处理。此布置的目的是通过改变采样率，可改变视频滤波器356的有效带宽，即使滤波器本身保持固定。视频滤波器356是具有接近矩形的频率响应的非可变低通滤波器，该频率响应在通带和阻带之间有非常急转的过渡。频率响应和带宽在标准化频域f/fs中是恒定的，但在绝对频域中它们通过改变采样率被有效地改变。选择输出采样率fs(p°lwh· output)，使得视频滤波器356的有效通带匹配期望电视频道信号的带宽，并使得任何干扰的频谱分量被除去。对于不同的电视广播标准，期望电视频道信号可具有不同的带宽。频率旋转器350的操作使期望电视频道信号中心在DC附近，且通过控制输出采样率fs(p°lyph㈣°utput)，视频滤波器356的有效带宽被更改以匹配期望电视频道信号的带宽。视频滤波器356滤波视频多相滤波器352的输出，以传递期望电视频道信号的频率内容，同时丢弃相邻电视信号在所关注的粗频率区中的部分。视频滤波器356高度精确地提取期望电视频道信号。视频滤波器356是陡矩形滤波器，其在标准化频域中相对于采 样率是恒定的。视频滤波器256的频率响应在图IlE和IlF中示出，且视频滤波器256的输出在图IlF中示出。数字VGA 358接着放大视频滤波器356的输出。在模拟操作模式中，数字VGA 358提供所提供的数字增益量由数字增益控制块362指示，数字增益控制块362向数字VGA 358提供数字增益控制信号398。在数字操作模式中，数字VGA 358所提供的增益量由下游数字解调器块指示(例如见图19A和19B)，下游数字解调器块向数字VGA 358提供数字增益控制信号400。模式控制信号388被提供到复用器360，以在操作模式是模拟操作模式的情况下选择数字增益控制信号398，并在操作模式是数字操作模式的情况下选择数字增益控制信号400。下面进一步详细地描述了这些信号的产生。在数字操作模式中，来自数字VGA 358的I和Q输出信号被提供为数字处理块182的输出信号194。这些I和Q信号可接着按需要被例如下游数字解调器或被本领域技术人员公知的其它处理元件进一步处理。数字解调器应提供数字传输流，其可接着被另一元件例如MPEG-2解码器操作以产生视频。在模拟操作模式中，数字VGA 358的I和Q输出被提供到频率旋转器364，其提供频移，以便期望电视频道信号的视频分量的图像载波信号移动到DC。为了实现此，频率旋转器364提供固定频移Λ ω，其等于视频滤波器356的中心频率和图像载波频率的预期位置之间的差。频率旋转器364的I和Q输出信号被提供到图像载波恢复块366以确定模拟模式频移反馈信号390的值，使得频率旋转器350可将期望电视频道信号的频率内容中心置于DC附近。控制块190使图像载波恢复块366能够通过模式控制信号388在模拟操作模式中操作。图像载波恢复块366使用图像载波频率来解调频率旋转器364的输出中的模拟视频信息，以提供CVBS输出作为输出信号194。更具体地，频率旋转器364的输出被提供到载波恢复滤波器374、AGC滤波器380、VSB滤波器384和过调制滤波器406。在可选实施方式中，这些块可通过重新使用滤波所需的元件例如寄存器在一个块中实现以提高效率。此外，在一些情况下，滤波器374、380和406中的一些可使用如下所述的相同滤波器系数实现。载波恢复滤波器374是中心位于DC的窄带滤波器，其带宽足够宽以只使图像载波信号通过，以便使它与期望电视频道信号的其余部分分离(见图11B)。载波恢复滤波器374滤波其输出，以产生被滤波的图像载波信号。被滤波的图像载波信号的相位接着由相位旋转器376旋转，以补偿频率旋转器364的输出中的相位噪声。相位旋转器376应用相位调节以产生相位调节的被滤波的图像载波信号，其接着被提供到载波恢复块378。关于图12A更详细地描述载波恢复块378的相位噪声和操作。在可选实施方式中，控制块190可提供带宽控制信号(未示出)，以控制该窄带滤波器的带宽。可在图像载波恢复过程的不同级例如与锁定级相对的采集级期间控制带宽；这参考图12A被更详细地讨论。AGC滤波器380用于预处理频率旋转器364的输出，其为期望电视频道信号的频移形式。AGC滤波器380执行预处理以除去噪声和乱真(spurious)信号。在一些情况下，AGC滤波器380可具有与载波恢复滤波器374相同的滤波器系数。AGC滤波器380滤波其 输入以产生另一被滤波的图像载波信号，其相位接着被相位旋转器382旋转，以补偿频率旋转器364的输出中的相位噪声。因此，相位旋转器382应用相位调节以产生另一相位调节的被滤波的图像载波信号，其被提供到数字增益控制块362。因此，在同步脉冲期间，当期望电视频道信号在峰值电平时，数字增益控制块362可对期望电视频道信号的峰值电平而不是噪声或信号尖峰起作用，以便数字增益控制块362可通过数字增益控制信号398正确地调节应用于数字VGA 358的增益量。因此，数字增益控制块362可包括同步检测器来检测同步脉冲并调节数字增益控制信号398的值。在其它实施方式中，当数字增益控制块362计算AGC滤波器380的输出的幅值时，可消除相位旋转器382，因为幅值函数是相位不敏感的。此外，通过检测每个同步脉冲的幅值，可在逐行基础上调节数字增益控制块362所提供的增益。而且，为了确定应由数字VGA 358应用的增益量，可设定期望目标电平。期望电视频道信号的期望目标电平和被检测的峰值电平之间的差值可用于确定数字增益控制信号298的值，以便该差值趋向于零。过调制滤波器406用于在频率旋转器364的输出处除去噪声和乱真信号。幅值电平检测器408接着检测过调制滤波器406的输出的I和Q分量的幅值，并向载波恢复块378提供幅值电平信号402，其目的在下面关于图12A被进一步描述。来自频率旋转器364的输出的视频信号由VSB滤波器384处理。VSB滤波器384滤波频率旋转器364的输出(即，期望电视频道信号的频移形式)，以产生被滤波的视频信息，即，期望电视频道信号的视频信息。VSB滤波器384的输出由相位旋转器386处理，且所应用的相位校正值404由载波恢复块378计算。VSB滤波器384和相位旋转器386 —起将输入复残留边带信号转换成实CVBS视频信号。在获得载波恢复锁定的条件下，即，在相位旋转器386的输出处，图像载波移动到DC，且其相位为0，使得它完全是实信号，CVBS信号可通过反转具有负频率的虚部频谱分量的符号来获得，保持正频率分量不变，并将两者添加到复输入信号的实部。复输入信号的频谱在图IlG到IlI中示出，而VSB滤波器384的频率响应在图IlJ到IlL中示出。因为在复VSB滤波器384之后通过相位旋转器386进行最后的相位旋转，VSB滤波器384必须产生作为输入被提供到相位旋转器386的实部和虚部。CVBS信号是相位旋转器386的实输出。为了产生实输出，VSB滤波器384将输入信号频谱SvsIm(f)的虚部乘以VSB滤波器384的频率响应HVSBIm(f)的虚部，其乘积被加到输入信号SvsKe(f)的实部与VSB滤波器384的频率响应HVSBKe(f)的实部的乘积。应注意，VSB滤波器384的频率响应HVSBKe(f)的实部在所有频率处都是单位一。为了产生虚输出，VSB滤波器384将输入信号频谱SvsKe (f)的实部乘以VSB滤波器384的频率响应HVSBIm (f)的虚部，其乘积被加到输入信号SvsIm(f)的虚部与VSB滤波器384的频率响应HVSBKe (f)的实部的乘积。相位旋转器386接着将相位调节应用于VSB滤波器384的输出的相位，以产生相位调节的视频信息，其补偿频率旋转器364的输出中的相位噪声。相位旋转器386的“只有实部的输出”接着被提供到输出均衡器388，其根据电视广播标准对期望电视频道信号应用组延迟校正。输出均衡器388的输出接着被提供到视频多相滤波器368，以便可再次内插信号以符合原始采样率。视频多相滤波器368的输出接着被上采样块370上采样，由DAC 372转换成模拟形式，并被提供为输出信号194，在这种情况下输出信号194是模拟CVBS TV输出信号。载波恢复块378提供模拟模式频移反馈信号390，以调节频率旋转器350所提供的频率旋转量。该调节使得频率旋转器364所提供的频移对准在DC处的图像载波。载波恢·复块378类似于锁相环，且关于图12A被进一步讨论。然而，在该示例性实施方式中，载波·恢复块378也向相位旋转器376、382和386提供相位控制信号404，以控制所应用的相位旋转量。相位旋转器是复混频器，其调节其输出的相位以校正相位误差。然而，在一些情况下，这些相位旋转器可以是可选的。因此，在可选实施方式中，图像载波恢复块366不包括相位旋转器376、382和386，且载波恢复块378不提供相位控制信号404。在该示例性实施方式中，图像载波恢复块366执行频率校正，以解决在经处理的数字化的粗频道信号192中的频偏误差问题，并执行相位噪声补偿以补偿相位扰动来抑制经处理的数字化的粗频道信号192中的相位噪声。相位噪声抑制包括补偿相位扰动，相位扰动包括激励等引起的相位噪声和系统变化。一般，电视调谐器将相位噪声传递到进入的电视信号10上。相位噪声一般作为白噪声出现在经处理的电视信号中。如果相位噪声小于大约200kHz，则可跟踪并衰减相位噪声。传统电视接收机不跟踪或补偿相位噪声。应理解，图像载波恢复块366所提供的相位噪声抑制可用于使用滤波输入信号的不同技术的其它电视接收机，该输入信号必须接着被解调以获得期望电视频道信号。在这些情况下，图像载波恢复块366可应用于被滤波的输入信号,且图像载波恢复块366不必产生模拟模式频移反馈信号390。因此，当在模拟操作模式中操作时，在视频处理块182中实际上有两个处理环。有外环，其包括频率旋转器350、视频预多相滤波器352p、视频多相滤波器352、视频滤波器356、数字VGA 358、频率旋转器364和像频率跟踪环一样起作用的图像载波恢复块366。还有内环，其包括相位旋转器376、382和386以及充当相位跟踪环的载波恢复块378。频率跟踪环跟踪期望电视频道信号的载波频率，并校正频偏误差以锁定到期望电视频道信号的图像载波频率上。相位跟踪环跟踪并抑制期望电视频道信号中的相位噪声。相位跟踪环需要高带宽，以便对相位噪声快速起作用。因此，在相位跟踪环中使用的滤波器具有减少数量的滤波器抽头，且该环中的其它延迟保持在最低限度。频率锁定环不能跟踪相位噪声，因为它由于所进行的滤波的量和锐度而有太多的延迟。第一频率旋转器350、视频预多相滤波器352p、第一视频多相滤波器352、视频重新采样控制块354、视频滤波器356、数字VGA 358和第二频率旋转器364可被认为是信号处理通道的元件，这些元件累积地提供频移和滤波，以除去包括图像载波信号频率的期望电视频道信号分量的额外信号分量和输出下移频率分量。视频预多相滤波器352p和第一视频多相滤波器352也可被认为是用于以新采样率对信号重新采样的视频多相滤波器级。图像载波恢复块266接着通常接收电视频道信号分量的下移频率分量，锁定到图像载波信号频率上，并提供解调的电视频道信号。在至少一些实施方式中，在锁定处理期间，当在过调制处理模式中操作时，可更改图像载波恢复块366的操作，以在锁定到图像载波上时处理过调制的存在。通过将权重应用于频率误差信号和相位误差信号中的至少一个或通过使用前面的校正值，当跟踪频率误差信号和相位误差信号中的至少一个时，载波恢复块366在存在过调制时在被滤波的图像载波信号中更改其操作。相位误差信号通过比较被滤波的图像载波信号的相位与相位参考信号来产生。可以有通过跟踪频率误差信号而只使用频率跟踪、通过跟踪相位误差信号而只使用相位噪声抑制的实施方式，以及有如图12A所示的使用频率和相位跟踪的实施方式。因此，可以有在存在过调制时更改图像载波恢复块366的操作同时产生被提供到信号处理通道的反馈信号390的实施方式。也可以有在存在过调制时在产生相位控制信号404期间更改图像载波恢复块366的操作以抑制相位噪声的实施方式。 也可以有可在过调制期间更改图像载波恢复块366的操作同时产生反馈信号390和相位控制信号404的实施方式。接下来的描述是针对过调制处理用于产生相位控制信号404和反馈信号390的实施方式，但它可通过将过调制处理应用于产生这两个信号中的仅一种而被更改，如所提到的。现在参考图12A，其中示出的是载波恢复块378的示例性实施方式的结构图，载波恢复块378通常包括相位校正级、频率校正级和状态级。相位校正级处理载波恢复滤波器374的相位旋转的输出和幅值电平信号402，以产生相位控制信号404。频率校正级也处理载波恢复滤波器374的相位旋转的输出和幅值电平信号402，以产生模拟模式频移反馈信号390。状态级分别从相位和频率校正级接收相位和频率误差信号，以确定是否有相位锁定和/或频率锁定。现在更详细地讨论这些级中的每个。相位校正级包括cordic块450、相位-频率检测器452、低通滤波器454、相位调节块456、相位环放大器458和相位振荡器块460。相位调节块456包括相位反转检测器462和相位反转块464。相位振荡器块460包括相位累加器466和cordic块468。cordic块450接收载波恢复块374的相位旋转输出的I和Q信号，并产生相应的相位信号470。相位-频率检测器452接着通过比较相位信号470与对零相位噪声所预期的相位参考信号，来处理相位信号470以产生相位误差信号472。相位参考信号一般是沿着I轴延伸的相位矢量。相位-频率检测器452可在包括全相位跟踪模式的不同相位跟踪模式以及过调制处理模式中操作。过调制处理模式可为第一过调制处理模式或第二过调制处理模式。过调制处理模式的使用针对模拟广播电视信号的图像载波信号的过调制提供保护。例如，对于NTSC电视信号，使用负调制，且NTSC电视信号在同步间隔期间具有其最高的信号电平。然而，在一些情况下，例如当传输非常白的电视分量时，由于过调制，图像载波信号的幅度可趋向于零、非常小且小于噪声电平，或可甚至经受180度相位反转。接着变得难以跟踪相位，且如果不小心，则可能跟踪噪声而不是图像载波。当实图像载波的电平接着变得较大并被检测到时，它可能与当前被跟踪的相位异相。该过调制情况可在幅值电平信号402中被反映，其可用于获得准确的结果而没有相位同步。图12B示出示例性信号并限定视频调制的百分比。大多数规范将过调制限定为多于图12B所示的调制的87. 5%。然而，一些电视信号以大于87. 5%的调制量传输，且在一些情况下甚至可具有超过100%的调制。在调制大于100%的电视信号的部分期间，图像载波的相位被反转。相位-频率检测器452可在第一过调制模式或第二过调制模式中操作，以补偿过调制。这两种模式都是检测和处理过调制的非相干的方法。这两种模式都使用由幅值电平信号402提供的幅值电平，该幅值电平是被滤波的图像载波信号的电平，以确定过调制何时出现并丢弃不可靠的相位信息。因此，过调制滤波器406是低通滤波器，其中设置截止频率以除去图像载波信号中的快速过渡和乱真转换。在任一过调制模式中不使用被滤波的图 像载波信号的相位。进一步地，图像载波恢复块366的输入用于检测过调制而不是解调的输出(B卩，VSB滤波器384的输出)。参考图12C，其中示出的是第一过调制处理模式的图形表示。幅值电平信号402的值与阈值Noise_thresh比较以确定是否过调制出现。当幅值电平信号402落在阈值之下时，载波恢复块378进入环冻结模式中，并通过在进入环冻结模式之前使用最后或前面的相位校正和频率校正值来本质上保持相位控制信号404和模拟模式频移反馈信号390恒定。这也可称为自由运行的相位跟踪。因此，在这种情况下，当被滤波的图像载波信号的幅值小且不可靠时，阻止相位和频率校正级进一步处理由相位-频率检测器452测量的不可靠的相位信息。当幅值电平信号402大于阈值时，频率-相位检测器452退出过调制处理模式，且相位控制信号404和模拟模式频移反馈信号390变得再次活跃，以有效地跟踪相位和频率误差。使用相位和频率误差的全值，所以可以认为，在这种情况下具有I的值的权重应用于这些误差。可将阈值Noise_thresh的值选择为当过调制在大约90%时对幅值电平信号402的白电平预期的值；即，相应于白电平的幅值电平在标准化基础上对于90%过调制视频是10%,且阈值Noise_thresh可按照标准化幅值被设定为O. I,即，阈值Noise_thresh处于相当于大约10%的标准化幅值电平的幅值电平。该标准化可由幅值检测器408或另一适当的元件完成。该阈值也可变化，取决于相位和频率校正级(即，相位和频率校正环)是否在采集状态中操作并试图确定粗相位和频率设置，或它们是否在锁定状态中操作并已经确定电流相位和频率工作点。例如，阈值Noise_thresh可在采集状态期间设置为比在锁定状态期间更低的值，以便载波恢复更经常地在采集状态期间跟踪。可选地，在其它实施方式中，阈值Noise_thresh在采集和锁定状态期间可具有相同的值。此外，关于过调制的检测，应用权重或使用以前的相位或频率校正值的定时可被偏移(即，提前或延迟)或延伸。因此，载波恢复块378可应用防护频带，其为一段时间，可相对于过调制检测的开始和终止偏移或延伸，以便在防护频带期间相位和频率误差不被有效地跟踪。偏移或延伸的量可基于在频率旋转器364的输出处的噪声的严重性。这将在更严重的相位噪声条件情况下例如在多路径情形下提供加强。在一些实施方式中，相对于过调制的开始用于补偿早些时候的过调制(根据样本的数量)、以及相对于过调制的终止用于继续补偿某个时间之后(再次根据样本的数量)的过调制的防护频带的定时可为相同的。相对于过调制检测的开始或终止而提前或延迟进入或退出过调制补偿的样本的数量可在8到15个样本的范围内。在现在被讨论的第二过调制处理模式中也可使用防护频带。参考图12D，其中示出的是第二过调制处理模式的图形表示。第二过调制处理模式使用软方式来丢弃不可靠的相位信息，其否则将在过调制期间由相位/频率检测器452测量。在相位误差信号472和频率误差信号494用在剩余的相位和频率校正级之前，第二过调制处理模式将权重应用于这些信号。在一些实施方式中，加权是基于如图12D所示的幅值电平信号402的值的分段线性函数。最大权重是1，当所测量的相位和频率误差用于在频率和相位校正级中有效地跟踪相位和频率时，这类似于全相跟踪模式。在阈值Noise_thresh之下，操作有点类似于第一过调制处理模式的环冻结操作，在该模式中，相位控制信号404和模拟模式频移反馈信号390通过将零权重应用于相位误差信号472和频率误差信号494而保持恒定。在这种情况下，滤波器454的输出根据环冻结操作的持续时间衰减到零。通常，当幅值电平信号402大时，大权重应用于相位误差信号472和频率误差信号494，而当幅值电平信号402小时，小权 重应用于相位误差信号472和频率误差信号494。在倾斜区中操作可称为软相位跟踪。通过设定阈值Noise_thresh、0Ml_thresh、0M2_thresh、第一权重、第二权重的不同值并通过使用两个斜率的不同值，可改变分段加权函数的形状。在可选实施方式中，可使用多于3个的阈值，且额外的阈值用于确定以较细的粒度的软相位跟踪的量。此外，与当相位和频率校正级(g卩，相位和频率校正环)在锁定状态中操作并已经确定了当前相位和频率工作点时相比，如果这些级在采集状态中操作并试图确定粗相位和频率设置，则可为这些参数选择不同的值。在此示例性实施方式中，加权曲线的斜率随着幅值增加，直到达到最大加权。第一权重被设定在noise_w,且阈值Noise_thresh在相当于大约5%到10%的标准化幅值电平的幅值电平范围内。阈值0Ml_thresh选择成大于阈值Noise_thresh,并通常小于相当于O. 3的标准化幅值电平的幅值电平。第二权重选择成大于第一权重，并通常小于相当于O. 2的标准化幅值电平的幅值电平。阈值0M2_thresh选择成大于第二阈值，并小于相当于I. O的标准化幅值电平的幅值电平。选择斜率，使得加权曲线是将不同的阈值/加权对连接在一起的分段线性函数。通常，加权函数在采集和锁定状态期间可以是相同的。然而，与在锁定状态中使用的阈值和权重的设置相比，对于在采集状态期间的更多的相位跟踪，可将阈值设置得更低，并将权重设置得更高。类似于在第一过调制处理模式中讨论的那些变化的定时变化可以用在或可以不用在第二过调制处理模式中。在所有相位跟踪模式中，相位校正环操作，为相位环放大器458 (其可被实现为乘法器)选择增益值Gph，以提供相位跟踪级的带宽和因而速度之间的折衷，相位跟踪级可以该速度锁定到相位参考信号上并响应于相位误差信号472中的变化。也可调节低通滤波块454所提供的滤波量以获得相位跟踪级的期望速度和带宽。此外，选择增益值Gph，以提供可接受的相位误差量，同时相位跟踪级仍然保持在锁定中。也可根据相位或频率锁定是否出现而在操作期间更改Gph的值，以改进相位跟踪级的操作。根据经验，选择增益和环带宽，使得在阶跃响应条件下，残留相位误差在设定到零之前不导致多次振荡。在第二过调制处理模式的线性区域中，相位-频率检测器452通常通过使相位误差与小于I的正非零权重相乘来操作，以便相位校正环的有效增益值Gph被设置成比在全相位跟踪模式中使用的更小的值。这允许相位跟踪级对相位误差信号472中的变化较缓慢地作出反应，因为由于幅值电平信号402的较低的值，相位误差信号472更可能被噪声影响。在每个相位跟踪模式中，相位误差信号472由低通滤波器454滤波，以获得被滤波的相位误差信号474。被滤波的相位误差信号474被环增益458放大并传递到相位调节块456。被滤波的相位误差信号474由相位调节块456处理，相位调节块456补偿可能出现在被滤波的相位误差信号474中的180度相位同步。180度相位同步可在非常高的信噪比条件下出现在系统初始化期间，其中载波恢复块366可锁定到180度操作点上。在该示例性实施方式中，相位调节块456也可被禁用或启动。相位反转检测器462检查被滤波的相位误差信号474，以确定在相位误差中是否有+/-180度相移。相位反转检测器462检查被滤波的相位误差信号474在+/-180度的区域中多长时间(这使用计数器来完成)。如果被滤波的相位误差信号474在某段时间内在+/-180度的区域中，则相位环在偏离了 180度的工作点运行。相位反转检测器462接着产生180度相位反转检测信号476，以指示是否出现180度相位同步。被滤波的相位误差信 号474也被相位环放大器458放大，以产生放大的相位误差信号478。相位反转块464接收180度相位反转检测信号476和放大的相位误差信号478。如果没有检测到180度相位同步，则相位调节块456的输出是放大的相位误差信号478 ;即，相位反转块464没有应用校正。如果检测到180度相位同步，则相位调节块456的输出是180度相位调节的信号；即，相位反转块464提供180度相位校正。相位振荡器块460根据相位调节块456的输出产生相位控制信号404。相位累加器466累加对180度相位同步而被校正的放大的相位误差信号的值，以获得合并的相位值。在一些实现中可被加权的该累加或合并允许相位跟踪级较慢一点地响应于相位误差信号472中的即时变化,因而以更稳定的方式操作。合并的相位值接着由cordic块468转变成I和Q信号，其作为相位控制信号404输出并提供到相位旋转器376、382和386。当合并的相位误差趋向于零时，相位跟踪级被锁定，且期望电视频道信号中的相位噪声被补偿。频率校正级也包括cordic块450、相位-频率块452、加法器480、抽取滤波块482、频率环放大器484以及频率振荡器块486。频率振荡器块486包括频率累加器488、频率削波(clipping)块490、相位累加器510和cordic块492。频率校正级也可在全频率跟踪模式中操作，并使用软频率跟踪和自由运行的频率跟踪，正如在相位校正级中的情况。频率校正级是比相位校正级慢的环。因此，选择频率环增益-Gft的值和频率环的带宽，使得对该环的阶跃响应以很少的过冲衰减。考虑到频偏误差，频率校正级应能够在实际图像载波频率的500kHz内跟踪。相位-频率检测器452产生频率误差信号494。频率误差信号494从相位误差信号472得到，因为频率误差信号494的值是一系列δ相位误差，因为频率是相位的导数。频率误差信号494指示在频率旋转器364的输出处图像载波频率从DC的偏移。相位旋转器376、382和386可在信号进入载波恢复块378之前做某个频率误差量的校正。结果，频率环所需的频率校正量考虑了相位旋转器376、382和386所校正的频率误差量。通过借助于加法器480将频率误差信号494添加到相位调节块456的输出以产生经调节的频率误差信号496,可考虑此信息。
经调节的频率误差信号496接着被抽取滤波块482滤波和抽取，以产生被滤波的频率误差信号498。抽取滤波块482提供低通滤波，以使经调节的频率误差信号496中的值平滑。可选的抽取在此示例性实施方式中用于增加实现效率。被滤波的频率误差信号498接着被也可实现为乘法器的频率环放大器484放大，以产生放大的频率误差信号500。可调节抽取滤波块482所提供的滤波量和频率环放大器484所提供的放大量，以控制频率跟踪级的带宽，因而控制其速度。放大的频率误差信号500接着被提供到频率振荡器块486，其根据放大的频率误差信号500产生模拟模式频移反馈信号390。放大的频率误差信号500首先被频率累加器488处理，频率累加器488记住当前频率并使用放大的频率误差信号500中的当前值对其更新，以产生频率调节的信号502。在一些实现中，频率累加器488可在调节当前频率值之前对放大的频率误差信号500中的连续值取平均。在一些情况下，可使用加权平均。放大的频率误差信号500允许补偿前面讨论的频偏误差。提供具有初始频率值的频率累加器488，该初始频率值是频移量，其被预期应用于经处理的数字化的粗频道信号192以使它中心在 DC附近。在初始操作时，当前频率值根据初始频率值被设置，且其后根据放大的频率误差信号500中的值被更新。频率削波块490规定频率调节的信号502的上限和下限，以限定频率的范围，频率跟踪在该范围内对图像载波恢复进行操作。放大的频率误差信号500在频率累加器488中被添加到当前频率，且结果在频率削波块490中与最大和最小频率比较。如果因而产生的频率大于最大或小于最小削波频率，则频率累加器值被分别固定(即，限制)到最大值限制或最小值限制；因此被固定到从频率削波块490到频率累加器488的反馈信号512。在可选实施方式中，削波函数可由包裹函数(wrapping function)代替,其中，当达到一个频率限制而图像载波没有被锁定时，频率累加器488所使用的当前频率通过反馈连接被设置到相反的限制。频率削波块490的输出被提供到相位累加器510，相位累加器510又将输入提供到cordic块492，cordic块492接着产生模拟模式频移反馈信号390。相位累加器510记住当前相位。频率累加器488在通过频率削波块490处理之后提供相位累加器510对每次循环递增的值。频率越高，相位就累加得越快。状态级包括锁定检测器504。锁定检测器504接收被滤波的相位误差信号474和被滤波的频率误差信号498，并确定是否对相位和频率跟踪出现锁定。锁定检测器504提供相位锁定状态信号506和频率锁定状态信号508。这些值可储存在与视频处理块182相关的状态寄存器中。值接着可用于更改相位和频率跟踪级中的一些参数，以及图像载波恢复块366中的块的一些参数，例如载波恢复滤波器374和AGC滤波器380的带宽。视频处理块182可在与相位或频率锁定相对的相位或频率采集期间采用不同的参数集合(即，为了实现较粗略或较密集的搜索范围以及较快或较慢的响应)。在至少一些实施方式中，锁定检测器504也可产生信号BI，其用于指示锁定已对图像载波产生，并将信号BI传递到控制块190，如前面关于图7解释的。如前所述，各种音频标准用于在模拟电视信号中存在的音频信息。例如在北美，只有一个用于电视信号的音频载波，然而音频载波可携带立体声音频信息。在欧洲，可使用NICAM标准，其为以模拟电视信号包含的数字编码的音频信号。然而，其它标准使用两个模拟音频载波信号来编码“右侧”音频信息和“左侧”音频信息。这些情况中的每个可由第一和第二音频滤波块184和186以及音频处理块188处理。如果只使用一个音频载波信号，则仅启动第一音频滤波块184。数字广播标准电视信号包括多路传输的音频和视频信息。在该示例性实施方式中，这样的电视信号由视频处理块182处理，视频处理块182提供包含视频和音频信息的数字输出作为输出信号。视频和音频信息可接着由另一元件例如下游数字解调器(未示出)进一步处理。第一和第二音频滤波块184和186以及音频处理块188所提供的处理可提供SIF (声音中间频率信号)或基带声音输出。使用SIF信号输出，另一音频解码器可连接到接收机100以处理音频信息。第一和第二音频滤波块184和186的结构相似。因此，参考图13A所示的第一实施方式和图13B所示的可选实施方式只更详细地讨论第一音频滤波块184。声音载波信号是与附随的视频信息分离的窄带信号(例如参考图11B)。第一音频滤波块184被提供有与视频处理块182相同的经处理的数字化的粗频道信号192或被提供有如下关于图13B解释的另一信号。音频信号在带宽上可以有广泛的变化；音频带宽范围从大约50kHz延伸到700kHz。因此，第一音频滤波块184使用与视频处理块182有点相似的处理方法，因为使用固定滤波器以及重新采样，使其看起来好像固定滤波器具有可变带宽。此外，第一音频滤 波块184通常使用第二频率跟踪环，其配置成对模拟电视广播标准提取期望电视频道信号的音频载波频率，且音频滤波块配置成应用第二已知频移以补偿音频载波频率中的已知频偏。然而，在可选实施方式中，音频滤波块中的频率跟踪可从属于视频处理块182所使用的频率跟踪，如关于图13B所述的。现在参考图13A，其中示出的是第一音频滤波块186的示例性实施方式。第一音频滤波块186包括频率旋转器550、第一抽取滤波块552、音频预多相滤波器554p、第一音频多相滤波器554、音频重新采样相位控制块556、第二抽取滤波块558、第三抽取滤波块560、复用器562、音频滤波器564、音频多相滤波器566、频率解调器568和音频IF载波恢复块570。音频预多相滤波器554p和第一音频多相滤波器554可被认为是用于以新采样率对信号重新采样的音频多相滤波器级。抽取滤波块552、音频预多相滤波器554p、第一音频多相滤波器554、音频重新采样相位控制块556、第二抽取滤波块558、第三抽取滤波块560、复用器562、音频滤波器564和音频多相滤波器566可被称为音频滤波器级。此外，第二频率跟踪环包括频率旋转器550、音频滤波器级、频率解调器568和音频IF载波恢复块570。频率旋转器550接收经处理的数字化的粗频道信号192并移动该信号的频率内容，以便期望电视频道信号的音频的频率内容中心近似地在DC附近。然而，由于频偏不确定性，不可能实现在DC附近精确地定中心。频率旋转器550的输出接着被抽取滤波块552滤波并下采样。抽取滤波块552的输出被音频预多相滤波器554p滤波，且随后根据第一重新采样控制信号572被音频多相滤波器554重新采样。音频预多相滤波器554p以与视频预多相滤波器352p相似的方式配置和使用。应注意，抽取滤波块552的功能可以可选地包括到音频预多相滤波器554p和/或音频多相滤波器554的功能中。音频重新采样相位控制块556根据符合期望电视频道信号的电视广播传输标准的音频广播标准，来提供第一重新采样控制信号572的值。音频多相滤波器554接着对音频预多相滤波器554p的输出重新采样，使得其带宽转换，从而使期望音频信号的带宽匹配固定音频滤波器564的带宽；该操作类似于视频处理块182中的操作，因此不需要进一步讨论。在可选实施方式中，音频重新采样相位控制块556的功能可由控制块190提供。
然而，因为期望音频信号的带宽范围从50kHz到700kHz，且相对大的采样率被使用，音频滤波块184使用抽取滤波块558和560以及复用器562，以更有效地处理。这些块用于将带宽控制的范围延伸额外的2个倍频程。如果音频多相滤波器554配置成处理音频的这些不同的频率范围，则不需要块558到562。在该示例性实施方式中，通过复用器562，有从音频多相滤波器554到音频滤波器564的三个音频信号通道。音频重新采样相位控制块556向复用器562提供音频通道选择控制信号574，以选择三个音频通道之一。存在从音频多相滤波器554的输出到音频滤波器564的第一音频通道。存在从音频多相滤波器554的输出通过抽取 滤波块558到音频滤波器564的第二音频通道。存在从音频多相滤波器554的输出通过抽取滤波块558和560到音频滤波器564的第三音频通道。第一音频通道不提供任何下采样，而第二音频通道提供第一数量的下采样，且第三音频通道提供大于下采样的第一数量的第二数量的下采样。因此，当期望音频信号具有在音频带宽范围的上端处的高带宽时，可选择第一音频通道。当期望音频信号具有在音频带宽范围的下限和上限之间某处的中间带宽时，可选择第二音频通道。当期望音频信号具有在音频带宽范围的下端处的小带宽时，可选择第三音频通道。通常，可根据将被支持的音频带宽的期望范围配置或多或少数量的抽取级。音频滤波器564以与视频滤波器356类似的方式操作，因此不需要详细描述。音频滤波器564的输出提供到音频多相滤波器566，其对音频信号上采样以产生声音IF (SIF)信号576。SIF信号576可进一步由音频处理块188处理。音频多相滤波器566的输出也可发送到频率解调器568，其将该输出解调以产生中间音频信号196。频率解调器568 —般是本领域技术人员公知的FM解调器。如果期望音频信号是单声道音频信号，则中间音频信号196是基带音频信号。对于其它音频广播标准，中间音频信号196是另一调制的音频信号。与SIF信号和中间音频信号196相关的采样率可为大约I. 536MHz,以提高噪声性能。音频IF载波恢复块570从用于跟踪音频载波信号的音频处理块188接收声音IF载波恢复信号578 (关于图14讨论)。在可选实施方式中，音频IF载波恢复块570可接收频率解调器568的输出信号。然而，声音IF载波恢复信号578是具有较少噪声的较好质量的信号。音频IF载波恢复块570跟踪相应于期望电视频道信号的音频载波信号，并向频率旋转器550提供音频频移反馈信号580，用于在进行基带解调时将音频载波频率移动到DC并用于将音频信息的频率内容移动到DC以只进行SIF处理。在可选实施方式中，音频IF载波恢复块570不依赖于声音IF载波恢复信号578，而是更确切地配置成以自由运行的模式操作，以便频率旋转器550提供固定频移。在这种情况下，可在随后的级执行音频载波恢复，而没有到频率旋转器550或音频IF载波恢复块570的反馈。音频IF载波恢复块570的实现对本领域技术人员是已知的。在可选实施方式中，音频滤波块184和186具有不同的配置，如在图13B中音频滤波块184’所示的。音频滤波块184’的输入是视频处理块182中频率旋转器350的输出，而不是经处理的数字化的粗频道信号192。也更改音频IF载波恢复块570的操作以补偿在频率旋转器350的输出中提供的频移。此外，为了使音频信号可受益于视频处理块182的载波恢复块387所提供的相位误差跟踪，相位累加器510的输出用于产生音频频移信号580’，其控制频率旋转器550应用于其输入信号的频移频率旋转器350的输出。这可通过将载波恢复块378中的相位累加器510的输出添加到音频IF载波恢复块570中的相似的相位累加器(未示出)的输出来实现。因此，音频IF载波恢复块570仍然产生自由运行的频率，其按照频率应用于频率旋转器550，但使用相位累加器510的输出所提供的相位校正，以产生音频频移信号580’。最终结果是频率旋转器550的输出以与在频率旋转器550的输入不来自频率旋转器350的输出的情况下所用的方式相同的方式移动到DC (S卩，如当前在图13A中描述的)。以这种方式，音频载波恢复有效地从属于图像载波恢复。注意，在频率旋转器350的输出和相位累加器510的输出之间的视频路径上可能存在明显的处理延迟。如果相似数量的延迟插入频率旋转器350的输出和频率旋转器550的输入之间，则可获得抑制音频路径中的相位噪声的额外益处。以这种方式，可有效地同步旋转器350所提供的频率校正和相位累加器510所提供的相位校正。现在参考图14，其中示出的是音频处理块188的示例性实施方式的结构图。音频抽取滤波块188具有包括第一抽取滤波块600、去加重滤波器602、第一复用器604和第一音频多相滤波器606的第一处理通道。音频处理块188还包括第二处理通道，其包括第二抽取滤波块608、去加重滤波器610、第二复用器612和第二音频多相滤波器614。
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第一和第二抽取滤波块600和608每个都具有执行抽取滤波的第一和第二级。第一抽取滤波块600的第一级的输出连接到导频恢复和音频提取块616。导频恢复和音频提取块616的输出连接到第二抽取滤波块608的第二级。第一和第二音频多相滤波器606和614的输出连接到混频块618。第一和第二音频多相滤波器606和614的输出也分别连接到频率旋转器620和622，其都连接到加法器624。加法器块624和混频块618的输出提供到第三复用器626。第三复用器626连接到第三音频多相滤波器628。音频处理块188也包括NICAM处理块630、FIF0632和NICAM采样控制块634。NICAM处理块630是NICAM解调器和解码器的组合。在操作中，音频处理块188可被提供有各种输入信号，取决于用于提供期望电视频道信号的音频信息的音频广播标准。例如，如果一个音频载波用于期望电视频道信号，则第一抽取滤波块600被提供有第一音频中间音频信号196。可选地，如果两个音频载波用于期望电视频道信号，则第一和第二抽取滤波块600和608被分别提供有第一和第二中间音频信号196和198。第一和第二去加重滤波器602和610也可被提供有NICAM数据，这在下面被进一步描述。每个抽取滤波块600和608的第一级对第一采样率提供第一数量的滤波和下采样，以便保留次级音频程序(SAP)和L-R (左-右)音频信息。从大约15kHz —直到大约90kHz存在SAP和L-R音频信息。每个抽取滤波块600和608的第二级对第二采样率提供第二数量的滤波和下采样，以便除去SAP和L-R音频信息。第二采样率是第一采样率的四分之一。抽取滤波块600和608的第二级的输出是FM解调的音频基带信号。第一抽取滤波块600的第二级的输出向第一音频滤波块184提供声音IF载波移位信号578。同样,第一抽取滤波块608的第二级的输出向第二音频滤波块186提供声音IF载波移位信号578’。作为FM解调的音频基带信号，声音IF载波移位信号578中的任何DC电平指示频率旋转器550的混合频率没有被精确地设置到载波频率。这可被理解，因为FM调制根据调制信号的瞬时电平改变载波频率。如果调制信号(在发射机)处于DC电平，则这将不能与在稍微不同的频率处的未调制的载波信号区别开。因此，存在于声音IF载波移位信号578中的任何DC必须归因于频率旋转器550的混合频率不同于实际传输的载波频率，且音频载波IF恢复块570在音频频移反馈信号580中解决这个不同。导频恢复和音频提取块616从抽取滤波块600的第一级接收SAP和L-R音频信息，并锁定到导频音以解调L-R音频信息。导频恢复和音频提取块616还可为SAP解调提供锁定的载波。解调的L-R音频信息(即，BTSC L-R音频信号638)进入抽取滤波块608的第二级，并被滤波和下采样到48kHz，而内容仅仅至大约15kHz。本领域技术人员熟悉导频恢复和音频提取块616的实现。SAP和L-R音频信息存在于北美BTSC信号(此音频标准在某种程度上相应于NTSC视频标准)中。北美中的广播公司不必传输SAP或立体声信息。在其它国家中使用其它标准，FM信号可包含其它信息，或具有另一种格式的该信息。例如，在日本，L-R音频信息位于恰好在L+R音频信息之上的FM解调的信号中，类似于BTSC信号，但是FM调制的而不是AM调制的。一些标准也传输恰好在音频部分之上的FM解调的信号内的“模式音”。这可用于 指示是否存在立体声信号，或者也许第二语言被传输。FM音频信号以预加重被广播，预加重将FM音频信号的高频内容提高到高频噪声之上，高频噪声在FM传输中是内在的。因此，去加重滤波器602和610用于执行相反的操作，高频的去加重或衰减，以将FM音频信号的频率内容恢复到其原始水平。L-R音频信息使用更复杂的预加重功能被广播，需要除去预加重的相应的去加重功能(wDBX)。去加重滤波器602和610所执行的去加重功能对本领域技术人员是已知的。导频恢复和音频提取块616的输出可提供SAP和EIAJ (日本标准)L_R音频信息。EIAJ音频信号在基带音频信息之上在FM解调的频谱内被FM调制。第二音频滤波块186可用于FM解调该信号。例如，在EIAJ，第一音频滤波块184解调广播FM信号，其包含从O到15kHz的音频信息、中心在 31kH z的FM调制音频信息、和额外的音频信息。该信号按规定路线发送到待FM解调的第二音频滤波块186，以便提取额外的音频信息。复用器604的输入是去加重滤波器602的输出和第一音频滤波块184所提供的SIFl信号。同样,复用器612的输入是去加重滤波器610的输出和第二音频滤波块186所提供的SIF2信号。任一 SIFl和SIF2信号被选择为复用器604和612的输出，或去加重滤波器602和610的输出根据可预先规定或由用户规定的选择控制输入640被选择。复用器604和612的输出接着被提供到音频多相滤波器606和614，其将采样率恢复到ADC 106的时钟率的以2的幂次的分频。然而，当NICAM音频信号伴有期望电视频道信号时，以不同的方式选择多相滤波器606和614的重新采样率，如下面进一步描述的。音频多相滤波器606和614的输出被提供到混频块618。混频块618适当地合并2个音频频道信号以产生2频道输出(B卩，左和右输出)。可选地，当音频处理块188提供SIF音频输出时，SIFl和SIF2音频信号分别被复用器604和612选择，分别被音频多相滤波器606和614重新采样，并提供到频率旋转器620和622。SIFl和SIF2音频信号接着根据IF频移信号642和644在频率中移动，并接着被加法器624求和。当两个声音载波使用期望电视频道信号被广播时，频率旋转器620和622都被启动。复用器626根据选择控制信号646在混频块618的输出和加法器块624的输出之间选择，选择控制信号646可根据接收机100的操作模式被预先规定或被用户编程，该操作模式指示应被提供的音频信息的类型。可选地，在至少一些情况中，当检测到广播传输标准时，控制信号可由控制块190提供。当音频处理块188配置成输出音频基带信号时，复用器626选择混频块618的输出。当音频处理块188配置成输出SIF音频信号时，复用器626选择加法器624的输出。在两种情况下，复用器626的输出被提供到音频多相滤波器628，其对音频信息重新采样，以符合ADC 106的时钟率并产生输出音频信号200。因此，在某些可编程的频率处，音频多相滤波器628的输出为基带音频信号或SIF信号，基带音频信号可为混频块618确定的单声道或立体声，SIF信号可由多达2个的FM载波组成。NICAM是数字音频传输标准。NICAM处理块630处理SIFl和SIF2之一，并锁定到符号率，且提取并解码所传输的数字数据以产生解码的NICAM音频信号636。本领域技术人员熟悉NICAM解调和解码。然而，符号率的符号定时/周期在发送期望电视频道信号的发射机处被规定，并与在接收机100中使用的采样率无关。然而，解码的NICAM音频信号636必须以相同速率被DAC 110正确地输出，DACllO与发射机异步。正确的输出率可通过FIFO 632由NICAM采样控制块634确定。FIFO 632的输出接着被提供到去加重滤波器602和610。FIFO 632是数据结构，且在可选实施方式中可用·存储元件例如数字处理块108的片上存储器(未示出)代替。正确的输出率可通过观察FIFO632的“充满度”来确定。例如，如果FIFO 632被解码的NICAM音频数据多于一半地充满，则被解码的NICAM音频数据的输出率太低。在这种情况下，NICAM采样控制块634可增加音频多相滤波器606和614所应用的采样率，来以较快的速率输出被解码的NICAM音频数据。可选地，如果FIFO 632被解码的NICAM音频数据少于一半地充满，则被解码的NICAM音频数据的输出率太快。在这种情况下，NICAM采样控制块634可增加音频多相滤波器606和614所应用的采样率，来以较慢的速率输出被解码的NICAM音频数据。为了初始化NICAM处理的操作，测量FIFO 632达到“半充满”所需的时间长度。该时间接着用于设置在音频多相滤波器606和614中使用的初始标称重新采样率。“半充满”时间的测量和重新采样率的设置由NICAM采样控制块634执行。换句话说，NICAM数据产生的速率被测量，以便可确定输出该数据需要的速率。至于NICAM处理，音频多相滤波器628具有固定的上采样率，且可调节的音频多相滤波器606和614配置成具有固定的输出率。因此，改变音频多相滤波器606和614的重新采样率只改变来自FIFO 632的输入数据的消耗率，以便维持FIFO 632的“半充满”。应注意，在接收机100的可选实施方式中，根据所希望的输出信号112的类型，例如只是单个SIF输出信号，只需要一个输入音频滤波块以及音频处理块188的仅仅一部分。特别地，如果SIF输出是所有所需要的，则只需要复用器604 (SIF1总是被选择为输入)、音频多相滤波器606、频率旋转器620、加法器624 (虽然现在来自频率旋转器622的输入不存在，所以加法器624变成简单的通过块)、复用器626 (加法器624的输出总是选定的输入)和音频多相滤波器。在这样的实施方式中，将不提供第二 IF载波移位信号578。在这种情况下，音频载波恢复可从属于在视频处理块182中执行的视频载波恢复，如前解释的，以便一旦对视频载波信号进行了锁定，就可对图像载波信号进行类似的锁定。可选地，第一音频滤波块184可按自由运行的模式操作，在这种情况下，图像载波信号和音频载波信号之间的频率关系用于在对视频载波信号进行锁定时确定音频频移反馈信号580的适当值，所述频率关系由期望电视频道信号的电视广播标准规定。
通用电视接收机100实现在模拟域(即，在RF和模拟处理块102和104中(如下所述))和数字域(即，在视频处理块108以及音频滤波块184和186中)中提供可变增益的两级增益控制技术。接收机100的模拟增益控制块和数字增益控制块可被认为是用于控制模拟和数字增益放大的水平的增益控制系统的部件。按照惯例，可变增益只应用在RF和模拟处理块102和104中。然而，通用电视接收机100在模拟和数字域中都提供可变增益，以在增益控制中提供另一水平的灵活性，其导致在期望电视频道信号112中的提高的信号质量。模拟增益控制块308提供至少一个模拟增益控制信号，以控制接收机中的至少一个模拟VGA所应用的模拟放大的量。数字增益控制块提供至少一个数字增益控制信号，以控制接收机中的至少一个模拟VGA所应用的数 字放大的量。数字增益控制块可根据期望电视频道信号的度量设置至少一个数字VGA的增益系数。度量可为信噪比、信噪比加畸变率和比特误码率之一。度量部分地根据是否期望电视频道信号按照模拟或数字广播标准传输来选择。数字增益控制块可为块362或数字解调器中的增益控制块(见图17)。在一些实施方式中，模拟增益控制块308可在第一和第二模式中操作。在第一模式中，模拟增益控制块308产生期望电视频道信号的数字化形式的准峰值测量，并在反馈环中利用此准峰值测量来控制至少一个模拟VGA的放大。在第二模式中，模拟增益控制块308配置成根据期望电视频道信号的度量来设置至少一个模拟VGA的初始增益系数。在可选实施方式中，模拟增益控制块308只在第一模式或第二模式中操作。在模拟域中，可控制提供到不同VGA的增益控制信号，使得增益以更有效的方式在不同VGA之间分布。这可使用各种技术在第一和第二模式中进行。第一模式米用基于识别出模拟和数字电视广播标准中的差异并在确定有效的模拟增益分布时解决这些差异的技术，以便在两种情况下都有效地利用ADC 106的输入范围。关于图16A-16C进一步详细地描述了该技术。第二模式采用使用信号和噪声信息以及数字和模拟度量来考虑畸变的技术。关于图15进一步详细地描述了该技术。相反，传统技术通过简单地使用被测量的输出电平来控制两个或多个模拟VGA，其中输出包含不仅仅期望电视频道信号，且不考虑模拟和数字电视广播标准中的差异。在数字域中，数字可变增益放大用于确保期望电视频道信号在通过视频滤波器356滤波之后足够的信号电平。视频滤波器356所执行的滤波量是事先已知的，但干扰水平将变化，这将影响期望电视频道信号的信号电平。因此，当在模拟操作模式中操作时，数字VGA 358可应用增益，以增加期望电视频道信号的电平。在接收机100连接到下游数字解调器(未示出)的实施方式中，当视频处理块182正在数字操作模式中操作时，解调器可为了适当的放大而调节数字增益控制信号400。虽然没有示出，但类似于数字VGA 358的数字VGA可连接在视频滤波器564和视频多相滤波器566之间，以便补偿由于滤波而引起的音频电平的减小以及所存在的干扰水平。在这种情况下，音频增益控制可根据期望音频电平被独立地控制或可从属于数字增益控制信号398。在示例性实施方式中，在这里使用的增益控制方法不只依赖于信号电平，而是使用解调的视频信号的性能标准来更有效地在RF处理块102、模拟处理块104和数字处理块108中的不同位置处设定增益设置。所使用的性能标准为数字广播电视信号的比特误码率(BER)和模拟广播电视信号的信噪比(SNR)或信噪+畸变比(SNDR)。传统增益控制方案只考虑正好在可变增益放大器的输出处的信号强度，并应用与信号强度在某个确认的水平之下的程度相称的增益量。然而，在可变增益放大器的输出处的信号可不只包括所关注的信号，因而测量水平不是信号电平的真实测量，注意到此很重要。因此，在这里描述的增益控制方法之一通过确定解调的视频信号的信号质量来控制不同的可变增益放大器的增益，且在至少一些情况下可允许某个程度的畸变出现，假定从畸变产物引入的信号伪象(artifact)不影响期望电视频道信号多于可允许和可测量的量。现在参考图15，其中示出的是增益控制方法650的示例性实施方式的流程图，增益控制方法650可由通用电视接收机100使用，以确定RF和模拟处理块102和104中的不同VGA的设置。增益控制方法650包括当通用电视接收机100被首次使用时执行校准测量，接着此后不时地重复校准以解决环境中的任何变化的问题。例如，可对上电或在改变频道时执行校准。增益控制方法650也可解决临时干扰问题，例如附近的飞机飞行。增益控制方法650在步骤652开始，在步骤652中选择期望电视频道。方法650接着转到步骤654，此时增益的第一组合应用于RF和模拟处理块102和104中的VGA。在步骤656，使用性能度量来测量解调的期望电视频道信号的质量。当期望电视频道信号根据 模拟标准被广播时，性能度量块可以是模拟度量例如SNR或SNDR以提供关于信号振幅和信号畸变的信息。例如，SNDR度量可用于测量畸变。可选地，当期望电视频道信号根据数字标准被广播时，性能度量块可以是数字度量例如BER。在数字处理块108中测量信号质量(SNR、SNDR、BER等)，且对用于控制不同模拟和数字可变增益放大器的增益的增益控制信号进行调节，以提高该度量。当在步骤654改变VGA的增益时，对增益系数进行改变，同时小心不使ADC 106过载。例如，如果在步骤654中在较早级中对VGA增加增益，则在以后的级中对VGA可能需要成比例的减少，以避免使ADC 106过载。在步骤658，方法650确定是否对不同VGA的期望的一组增益值(即，增益设置或增益系数)组合进行测量。如果是否定的，则方法650转到步骤654，以将增益值的另一组合应用于RF和模拟处理块102和104中的VGA以及数字VGA 358。如果尝试了所有的期望增益值组合，则方法650接着转到步骤660，其中在数字处理块108的存储器的查找表中保存当前电视频道的增益设置的最佳组合。选择增益设置的最佳组合，以便有效地利用ADC 106的输入范围，且存在性能度量以及可接受的信号质量标准(这可从电视广播标准获得)所确定的解调的期望电视频道信号中信号质量的可接受的水平。接着可存储模拟VGA的这些初始增益系数设置，用于增益系数表中的给定电视频道。该表可根据电视频道信号做索引，且在操作期间，根据期望电视频道信号从增益系数查找表中选择期间增益系数设置。增益系数表本质上是查找表。在步骤662，方法650确定其它电视频道的增益设置是否必须被校准。如果是这样，方法650转到步骤652 ;如果不是，方法650转到步骤664。在示例性实现中，步骤654到步骤660可包括为粗频道信号162的标称期望功率值确定至少一个VGA的第一增益系数，测量期望电视频道信号的度量，对一些不同的增益系数以及高于和低于标称期望功率值的期望功率值重复设置和测量步骤；以及选择提供度量的最佳值的增益系数。可选地，代替记录所有增益组合的被测量的度量并接着选择导致最佳度量的增益系数，当通过观察度量值是否在增益系数改变之后降低来执行校准时，可跟踪最佳增益系数；如果降低出现，则可反复一次恢复增益系数。可对所有VGA的增益系数或首先对RF级(即，RF处理块)中的VGA的增益系数并接着对IF级(B卩，模拟处理块)中的VGA的增益系数执行增益系数选择的这种方法，直到结束。由于特定的处理块引起的畸变的源决不是已知的，因而一般使用该技术执行一些反复的调节。因此，在步骤654到658，另一方法可以是对不同的模拟和数字VGA从头到尾反复予以不同的增益系数设置，并确定最大增益而没有减小被测量的度量。每个VGA的增益系数可接着被向上或向下调节，以确定对模拟或数字度量的影响，根据具体情况，通过引入故意畸变，以便确定可设置多高的增益控制信号，使得畸变不明显地影响解调之后的期望电视频道信号的质量以及模拟或数字度量增加所测量的信号质量。在另一可选实施方式中，通过测量VGA的第一增益系数以得到粗频道信号162的期望功率值，测量该VGA的第二增益系数以得到期望电视频道信号的度量的期望值，并计算不同的增益系数或距离第一和第二增益系数的差值的偏移，来获得当前增益系数。该VGA现在被校准。在校准之后，在使用期间，可测量在被校准的VGA的输出处的功率，可接着计算第三增益系数以获得期望功率值，并且可接着通过被校准的VGA的不同增益系数来调节·第三增益系数。被调节的第三增益系数接着用作VGA的增益系数。可对多于一个VGA执行该校准过程。不同的增益系数选择方法也可对任何数字VGA执行，使用这些数字VGA以使得增益系数查找表可包括模拟和数字VGA的增益系数设置。如以前一样，该表根据电视频道信号做索引，且在操作期间，可根据被选择的期望电视频道信号来选择模拟和数字VGA的增益系数设置。在步骤664，对所有的电视频道校准增益设置。此时，方法650监控是否有任何临时干扰，例如在附近飞行的飞机。如果没有，方法650转到步骤668。用于确定干扰的一种技术包括确定期望电视频道信号的预期功率电平，以及在使用期间对来自预期功率电平的任何变化监控期望电视频道信号的功率电平。如果在步骤664检测到临时干扰，则方法650转到步骤666来使用模拟增益控制设置执行调节，以补偿临时干扰。例如，可对单个VGA例如VGA 158进行增益调节，以处理临时干扰。VGA 158可以是具有对其增益设置的细步长的“微细”模拟VGA，而其它模拟VGA可设置有对其增益设置的粗步长。可选地，多于一个VGA可具有微细设置控制。可选地，可使用具有连续可变的增益系数的一个或多个VGA。对于临时干扰，可调节VGA158的增益，以最小化干扰对被处理的电视频道信号112的影响。当临时干扰过去时，可根据查找表设定VGA 158的增益设置，且方法650转到步骤668。如果改变单个VGA的增益系数不提供足够的增益变化来补偿检测到的临时干扰，则模拟增益控制块调节至少另一个VGA的增益系数，以补偿检测到的临时干扰。每次可进行一项对其它VGA的增益系数的调节，也就是说，对于第一个额外的VGA，如果调节增益系数没有提供足够的增益变化来补偿干扰，则可调节另一 VGA的增益系数，等等，依此类推。在步骤668，方法650确定是否到了执行另一校准的时间。如果是这样，方法650转到步骤652。如果不是，方法转到步骤664，并监控任何临时干扰。该校准可按周期性的方式完成。因此，使用数字和模拟度量来设置数字和模拟可变增益放大器的增益的技术用于确定对不同VGA设置增益系数的初始点。在这种情况下，初始增益系数根据解调的期望电视频道信号的质量的观点来选择，而不是如按照惯例进行的那样简单地依赖于在VGA的输出处的功率电平。可使用这些增益系数，直到接着执行校准。可选地，通过根据期望电视频道信号的当前测量的功率电平增加或减少以前的增益系数可产生VGA的当前增益系数。紧接着在校准之后，以前的增益系数是从校准得到的初始增益系数。如前所述，模拟增益控制块308的目的是在RF和IF级调节增益设置，以调节提供到ADC 106的信号，以便提高期望电视频道信号的质量。在可选方案中，根据前面提到的第一模式，这可使用模拟增益控制反馈环来完成，其中ADC 106的输出电平被测量并与预先设定的模拟和数字广播传输标准的参考电平比较。如果所测量的电平小于参考电平，则一个或多个增益控制信号增加，而如果所测量的电平高于参考电平，则一个或多个增益控制信号减少。因此，参考电平可被认为是模拟增益控制反馈环试图维持的目标电平，即使根据具体情况当来自天线120或其它输入装置的信号的电平改变时，或广播传输标准对期望电视频道信号变化时。然而，在模拟和数字广播标准下传输的在这里分别称为模拟和数字广播电视信号的电视信号的特征彼此根本不同，因此数值化的最佳程度在每种情况下不同。正常(负)调制的模拟广播电视信号在同步脉冲的发射期间处于其最高电平(见例如图12B)。在这些时 期期间，图像载波信号类似于具有3dB的峰值-平均功率比的纯正弦曲线。这样的信号可通过调节信号的幅度由ADC 106最佳地数字化，以便不削减其峰值，且相对于ADC 106的全标度范围维持一定数量的最小净空高度(headroom)。实际上，应提供几dB的净空高度，以允许测量误差和动态效应。相反，数字广播信号具有10-15dB或更多的峰值-平均功率t匕。当数字化这些类型的信号时，应调节这些信号的幅度，以便不出现额外的削减，虽然一些数量的削减可能是可接受的。如果来自ADC 106的输出电平只根据平均功率电平计算，则参考电平可被设置为最佳的，用于数字化模拟广播电视信号或用于数字化数字广播电视信号，但不用于两者一起。此外，因为提供到ADC106的粗频道信号162可同时包含模拟广播和数字广播电视信号，平均功率用作电平的测量不是最佳的。类似地，峰值功率用作电平的测量不是最佳的。现在参考图16A，其中示出的是模拟增益控制块700的示例性实施方式的结构图，模拟增益控制块700使用准峰值检测器来为ADC106的输出提供信号电平的测量。当数字化模拟和数字广播电视信号时，信号电平测量用于提供更有效的电平控制。此外，不管ADC106的输入是由期望电视频道信号还是由邻近的电视频道信号控制，以及不管控制的电视频道信号是使用模拟广播标准还是数字广播标准传输，电平控制都是有效的。模拟增益控制块700通常对模拟广播电视信号在同步时间间隔期间试图维持RMS电平中的7-18dB回退(back-off)，对数字广播电视信号维持RMS电平中的12到15dB回退，且当来自ADC 106的数字化的粗频道信号172同时包括两种信号类型时在中间的某处维持。回退相对于ADC106的全标度范围被测量。此外，模拟增益控制块700试图在RF处理块102中的可变增益放大器和模拟处理块104中的IF可变增益放大器之间划分被计算的增益。模拟增益控制块700配置成产生准峰值测量，以当期望电视频道信号根据模拟广播标准被传输时，在同步化时间间隔期间根据数字化的粗频道信号172跟踪实质上等于均方电平的电平，以及当期望电视频道信号根据数字广播标准被传输时，根据数字化的粗频道信号172跟踪实质上大于均方电平的电平。当期望电视频道信号根据模拟广播标准被传输时，选择参考电平以在同步化时间间隔期间提供在数字化的粗频道信号的均方根电平和ADC 106的全标度范围之间的第一数量的净空高度。当期望电视频道信号根据数字广播标准被传输时，所选择的参考电平提供在数字化的粗频道信号172的均方根电平和ADC 106的全标度范围之间的第二数量的净空高度。模拟增益控制块700包括一起提供ADC 106的输出电平的可靠测量的功率检测器(PD)702、低通滤波器704和泄漏峰值检测器706。模拟增益控制块700还包括比较器708、抽取块710、低通滤波器712、开关714、IF增益调节路径和RF增益调节路径。IF增益调节路径包括乘法器716、加法器718、累加器720和DAC 722。RF增益调节路径包括乘法器724、加法器726、累加器728和DAC 730。模拟增益控制块700也可包括不稳定性监控器732，其根据ADC 106的实现是可选的。来自不稳定性监控器732的增益调节路径也可被关闭，因为低通滤波器704的带宽可选择成使得当ADC 106不稳定时来自泄漏峰值检测器706的测量信号很大，且在这种情况下模拟增益控制块700配置成减少它提供的模拟增益控制信号，以使ADC 106恢复回稳定状态。然而,不稳定性监控器732可用于在ADC 106不稳定时检测和/或重置ADC 106。如果模拟增益控制块700用于具有RF处理块的接收机，其不能够接收增益控制信·号或提供其自己的增益控制，则开关714和RF增益调节路径也可以是可选的。功率检测器702从ADC 106接收数字化的粗频道信号172，并通过使该信号的实分量和虚分量的幅值自乘来确定该信号的功率。功率检测器702提供被低通滤波器704被滤波的功率信号。低通滤波器704可以是一阶宽带IIR滤波器。被被滤波的功率信号接着由泄漏峰值检测器706处理，泄漏峰值检测器706跟踪低通滤波器704的输出的峰值，并输出测量信号。因为输入信号在被提供到泄漏峰值检测器706之前由低通滤波器704滤波，泄漏峰值检测器706将跟踪准峰值，其幅度依赖于低通滤波量和输入信号的性质，但准峰值在一段时间内低于输入信号的实际峰值。因此，泄漏峰值检测器706的输出可配置成在模拟广播标准的同步时间间隔期间跟踪数字化的粗频道信号172的平均功率(均方电压)。泄漏峰值检测器706的输出将对数字广播标准跟踪大于数字化的粗频道信号172的平均功率的电平。现在参考图16B，其中示出的是显示泄漏峰值检测器706的示例性实施方式的功能的结构图。泄漏峰值检测器706跟踪其输入的峰值和随着时间的过去的“泄漏”。从功能的角度，可使用比较器732、乘法器734、加法器736、寄存器738、开关740、减法器742、寄存器744、乘法器746和开关748实现泄漏峰值检测器706。泄漏峰值检测器706也使用几个参数恒定的小衰减参数、快速衰减参数和上升(attack)参数。应注意，泄漏峰值检测器706可使用专用硬件或通过计算机代码来实现，计算机代码实现图16B所示的块的功能并由DSP执行。比较器732比较泄漏峰值检测器706的输入信号的电平与储存在寄存器738中的以前的峰值。如果输入电平大于以前的峰值，则输入电平和以前的峰值之间的差值通过乘法器734与上升参数相乘，被加法器736加到以前的峰值，并被开关740提供为泄漏峰值检测器706的输出。当由比较器732通知输入电平大于以前的峰值时，开关740执行该功能。对于比较器732的下一操作，这个当前的峰值也作为以前的峰值储存在寄存器738中。比较器732的输出通过上升参数的定标(scaling)确定泄漏峰值检测器706多么快地对输入信号中的峰值起作用。
另一方面，当输入电平小于以前的峰值时，峰值输出值通过当前衰减参数衰减。在这种情况下，当前衰减参数通过减法器742从以前的峰值减去，且这个减小的峰值被提供到开关740，开关740将此减小的峰值提供为泄漏峰值检测器706的输出。此外，以前的峰值随着此减小的峰值(即，衰减的以前的峰值)更新。开关748选择恒定的小衰减值或快速衰减值的倍增形式作为储存在寄存器744中的当前衰减参数。快速衰减值与储存在寄存器744中的当前衰减参数相乘。当在某段时间内输入信号电平小于以前的峰值时，开关744选择快速衰减值的倍增形式，否则，开关748选择恒定的小衰减值。通常，选择上升参数的值，使得泄漏峰值检测器706对峰值适度地起反应，但不对噪声过度起反应。衰减参数的值被选择为恒定的，以避免由于模拟广播视频内容而引起的波动。因为衰减参数在正常操作下小，在输入信号的幅度明显下降的情况下，泄漏峰值检测器706将花费很长的时间来衰减并捕获输入信号的峰值。因此，参数的一般规则是有快速上升和缓慢衰减常数，因为泄漏峰值检测器706的操作应是与内容无关的(即，泄漏峰值检测器706的输出在有效的视频线期间变化得不太多)。为了提高性能，泄漏峰值检测器706 配置成当在某段时间内没有找到峰值时进入快速衰减模式。在快速衰减模式中，快速衰减参数的值被乘法器746循环地调整，直到峰值输出信号与输入信号电平以某个量不同，在此处储存在寄存器744中的当前衰减值随着恒定的小衰减参数的值更新。例如，对于在288MHz处的操作，衰减参数的值可从O. 0000004768变化到I。在至少一些实施方式中，衰减参数的值可从O. 0000004768变化到O. 000005。在至少一些实施方式中，可对衰减参数选择O. 0000008的值。衰减参数应具有小值，因为泄漏峰值检测器706的输出不应波动得太多。快速衰减参数的值通常可从I变化到4096。在至少一些实施方式中，快速衰减参数的值可从2变化到512。在至少一些实施方式中，对于传统(即，期望电视频道信号根据模拟广播标准传输)负调制信号，可选择值256用于快速阶跃响应。然而，对于传统正调制信号，因为视频内容在同步脉冲顶部之上，快速衰减参数应具有小值，例如2，以避免由于电视信号内容变化而引起的峰值的突然下降。对于根据数字广播标准传输的期望电视频道信号，可对快速衰减参数选择值256，用于快速阶跃响应。上升参数的值通常可从O. 000000476变化到I。在至少一些实施方式中，上升参数的值可从O. 00003变化到O. 02。实际值根据输入信号统计值来选择。在至少一些实施方式中，对于传统信号，泄漏峰值检测器706跟踪峰值，所以对上升参数可选择值O. 002。对于根据数字广播标准传输的期望电视频道信号，泄漏峰值检测器706跟踪较接近于RMS值，所以对上升参数可选择值O. 0002。应注意，这里提供的这些参数的范围由数字电路设计中的比特数(即，精度)限定。再一次参考图16A，比较器708接着通过比较测量信号与参考电平来产生增益误差信号。参考电平是对于ADC 106的输出电平模拟增益控制块700试图跟踪的目标电平。因为ADC 106以高频例如288MHz操作，增益误差信号被极大地过采样。此外，因为AGC增益控制块700不必以这样的高速率控制IF增益和RF增益，增益误差信号被抽取块710急剧降低到大约几百kHz的低得多的速率。这可降低低通滤波器712所需的比特精度。选择参考电平，以便在模拟广播电视信号的正常闭环操作期间，调节RF和IF VGA的增益，以提供在同步时间间隔期间ADC 106的输入信号的RMS电平和ADC 106的全标度范围之间的大约7-10dB的回退。因为泄漏峰值检测器706跟踪比数字广播电视信号的平均功率大的电平，ADC 106的输入信号的RMS电平和ADC 106的全标度范围之间的回退量对于数字广播电视信号比对于模拟广播电视信号更大。“回退”量的此差值将等于模拟和数字广播信号之间的跟踪电平的差值。根据低通滤波器704和泄漏峰值检测器706的配置，该差值可为大约5dB，导致数字广播电视信号的12-15dB的总回退。以这种方式，回退自动地适合于正被接收的信号类型的有效数字化，而事先不知道模拟或数字广播是否被接收到。当粗频道信号162可包含两种信号类型时且在它们之间的相对功率是未知的场合，这也是有效的。增益误差信号接着由低通滤波器712滤波，以产生被滤波的增益误差信号。然而，在包括不稳定性监控器732的实施方式中，模拟增益控制块70 0配置成在来自比较器708的增益误差信号和不稳定性监控器732所提供的增益调节信号之间选择，作为被低通滤波器712被滤波的信号。在任一情况下，IF和RF模拟增益控制信号将相应地改变。此外，IF和RF模拟增益控制信号可维持在以前计算的值，如果这在操作期间是需要的。下面进一步详细地讨论不稳定性监控器732的操作。被滤波的增益误差信号接着由IF环增益按比例调整(scale)，并累计在IF增益调节路径中，或由RF环增益按比例调整，并累计在RF增益调节路径中，这取决于开关714的操作。开关714根据交接点和输入电平信号操作，如图16C中所示的。在RF处理块102中测量输入信号电平。在上电，即，初始化时，RF和IF增益控制信号都在最小增益电平，且将进行的任何增益调节首先被应用于RF增益控制信号。当输入信号电平变得较小时，RF增益控制信号的电平增加，直到它在交接点达到最大电平。增益调节中的进一步增加接着应用于IF增益控制信号。可选地，该附图表明，对于小输入信号电平，RF增益保持在最大电平，直到输入信号电平接近交接点，此时RF增益随着输入信号电平的增加而降低。IF增益的量对于弱输入信号也在最大值，但当输入信号电平增加时，IF增益的量减小，直到交接点交叉，此时IF增益电平在最小电平处保持恒定。该增益调节方案允许在模拟信号处理链的早期对弱输入信号应用最大增益量，并对强输入信号应用最小增益量。交接点的右边的工作区可称为RF增益控制模式，而交接点的左边的区可称为IF增益控制模式。可选地，在接收机使用第三方调谐器的实施方式中，可禁用RF增益控制，该调谐器执行其自己的AGC调节。低通滤波器712的组合的环增益和带宽确定模拟增益控制块700的响应时间。可增加低通滤波器712的环增益和带宽，以提高AM调制的电视频道信号的AGC跟踪。然而，增加低通滤波器712的环增益和带宽太多可使模拟增益控制块700易受噪声影响或不稳定。IF增益调节路径的环增益由乘法器716和放大因子IF环增益提供。同样，RF增益调节路径的环增益由乘法器724和放大因子RF环增益提供。当开关714配置成调节IF增益量时，由低通滤波器712产生的被滤波的增益误差信号提供到IF增益调节路径，此时它与IF环增益相乘，并接着对于以前的IF增益值被加法器718和累加器720累加。当模拟IF增益控制信号的电平必须降低时，这也能够以反的方式完成。累加的IF增益值接着提供到DAC 722，以产生模拟IF增益控制信号。DAC 722可为4位σ - δ调制的DAC，其中量化噪声移动到高频，以便使用低分辨率DAC实现高带内位分辨率。因此，在这种情况下，也包括模拟低通滤波器(未示出)，以使DAC 722的输出处的带外噪声衰减，且4dB回退用于稳定性目的。当开关714配置成调节RF增益量时，由低通滤波器712产生的被滤波的增益误差信号提供到RF增益调节路径，此时它与RF环增益相乘，并接着对于以前的RF增益值被加法器726和累加器728累加。当模拟RF增益控制信号的电平必须降低时，这也能够以反的方式完成。累加的RF增益值接着提供到DAC 730，以产生模拟RF增益控制信号。DAC 730可为I位σ - δ调制的DAC，在这种情况下，模拟低通滤波器(未示出)也被包括，以使DAC730的输出处的带外噪声衰减，且O. 45dB回退用于稳定性目的。在使用σ - δ调制的ADC用于ADC 106的接收机100的实施方式中，不稳定性监控器732用于检查ADC 106的量化的输出以及模拟QnOverRange和QnUnderRange状态位，以检测不稳定性。不稳定性监控器732使用第一滑动窗来检查ADC 106的输出的电平达到ADC106的最大和最小全标度电平的次数。不稳定性监控器732也使用第二滑动窗来检查QnOverRange或QnUnderRange状态位为高的次数。这些状态位指示了 ADC 106可能是不稳定的。每个滑动窗的长度可根据ADC 106的采样率与在IF处的期望电视频道的中心频率的比率被设置，以及提供关于ADC 106在期望电视频道信号的给定周期期间有多少次变得不稳定的指示。每个滑动窗也使用阈值，该阈值具有被选择的值，以便不太早，即，由于伪真 值，或不太迟地检测到不稳定性。在一些情况下，可使用50%的阈值。当不稳定性监控器732检测到ADC 106的不稳定性时，模拟增益处理块700可相应地减小RF或IF增益，以使ADC 106恢复到稳定状态。增益调节的量由不稳定性的严重性确定，其是在上述每个滑动窗中不稳定性指标的百分比的加权和。当加权的不稳定性指标超过可编程的阈值时，不稳定性信号将是有效的。如果RF和IF增益减小到最低电平，但不稳定性信号仍然是有效的，则模拟增益控制块可输出信号以重置ADC 106。虽然图16Α只示出一个模拟IF增益控制信号和一个模拟RF增益控制信号，但模拟增益控制块700可更改，以设置RF和模拟处理块102和104中的几个可变增益放大器的电平。模拟增益控制块700也可更改，使得增益可分布在视频处理块182中所使用的数字增益放大器中间。这可使用更多的交接点以与图16Β中示出的方式类似的方式完成，其中增加额外的交接点，用于转换在IF部分中的多于一个可变增益放大器之间的增益控制量，并用于转换在RF部分中的多于一个可变增益放大器之间的增益控制量。换句话说，为了可变增益放大器而更改增益控制，直到它达到最大/最小设置，此时增益控制转移到另一可变增益放大器。现在参考图17Α，其中示出的是通用电视接收机750的另一示例性实施方式的结构图。通用电视接收机750使用非定制的RF处理块752，其提供中心在44MHz(北美)、59MHz(日本)或36MHz (其它地方)的IF多频道电视信号136’。IF多频道电视信号136’包括期望电视频道信号和一个或多个邻近的电视频道信号的频率内容的至少一部分。通常，接收机750的部件以与接收机100的部件类似的方式操作，下面解释差异。例如，与通用接收机100中的相应块比较，模拟处理块754和数字处理块756具有相似的结构和操作，其中对工作频率和处理方法进行了一些变化。对于模拟处理块754，不使用开关电容滤波器，所以不进行连续的时间亚采样。此夕卜，虽然非定制的RF处理块752可使用SAW滤波器，但对于衰减和抗混叠一般仍需要类似于滤波器150和156的粗带通滤波器，要求是有充分的滚降以提供足够的衰减量(例如72dB)来使所关注的粗频率区附近的信号分量交叠(由于采样)。然而，如果RF处理块752提供足够的衰减，则可能不需要额外的滤波。模拟处理块754中的这些滤波器具有在RF处理块752的IF频率处的中心频率。用于ADC 106的采样率可选择成几倍于IF频率。例如，采样率可为大约288MHz。对于数字处理块756，根据采样率和所使用的下采样量，该块中的部件例如频率旋转器以及滤波器和下采样器的组合的某种顺序可为了提高的处理效率而颠倒。此外，在数字处理块756中，如果数字解调器758提供该功能，则不必执行均衡化。另外由于在RF和模拟处理块752和754以及发射电视信号的发射机中的频率合成器中使用的参考频率的不确定性，仍然执行模拟载波恢复。而且，数字处理块756具有相应于视频处理块182的视频处理块。因此，如果期望电视频道信号使用模拟广播标准传输，则数字处理块756向DAC块110提供输出信号，DAC块110根据特定的模拟广播标准产生一个或多个输出信号112。如果期望电视频道信号使用数字广播标准传输，则数字处理块756提供数字调制的视频信号112’，数字解调器758调制视频信号112’以产生数字传输流输出762，其接着可由MPEG-2解码器处理以产生视频。该处理包括跟踪期望电视频道信号的载波频率。如前所述，跟踪应用于某个频率，例如所有载波的中心载波频率，这些载波可用于给定的数字广播标准。
数字解调器758可以可选地向数字处理块756中的视频处理块的第一频率旋转器提供数字模式频移反馈信号760，以调节应用于经处理的数字化的粗频道信号192的频移，以便它中心在DC附近，而不管频偏误差如何。数字模式频移反馈信号760可通过软件或硬件提供到视频处理块中的第一频率旋转器，如本领域技术人员通常已知的。数字解调器758可在操作期间的不同时刻更新数字模式频移反馈信号760的值。例如，每当通用电视接收机750被调谐到不同的电视频道时，数字解调器758可更新数字模式频移反馈信号760的值。在其它实施方式中，数字解调器758也可更新数字模式频移反馈信号760，以解决由于温度变化等而弓I起的频偏误差的漂移问题。此外，二级增益控制方法可由通用接收机750使用，其中增益控制用于在模拟级(即，模拟电路)和数字级(即，数字电路)中的可变增益放大。可使用关于图15和16A-16C讨论的模拟增益控制技术。数字解调器758也可提供数字增益控制信号400，如下所述。现在参考图17B，其中示出的是数字解调器758的示例性实施方式的结构图。通常，数字解调器758包括解调器块770、误差校正块772和数字增益控制块774。该一般表示包括任何数字解调器。例如，对于DVB-T数字解调器，解调器块770是OFDM解调器，且误差校正块772包括Viterbi解码器和Reed-Solomon解码器。本领域技术人员熟悉对给定的数字电视广播标准的解调器块770、误差校正块772和数字增益控制块774的实现。解调器块770解调数字处理块756的视频处理块所提供的视频信息112’。解调器块770也可锁定到期望电视频道信号的载波频率，并可以可选地产生数字模式频移反馈信号760，以便当在数字操作模式中操作时数字处理块756中的视频处理块可补偿频偏误差。解调器块770的输出接着由误差校正块772处理，以校正数字电视频道信息中的任何误差并产生数字传输流762。在一些情况下,误差校正块772也可产生信号B2,以表明期望电视频道信号被正确地解调并将信号B2传递回控制块190，如前面关于图7解释的。数字增益控制块774根据数字解调器758的输入数据的信号质量产生数字增益控制信号400。例如，在一个实现中，数字增益控制块774比较数字解调器758的输入数据的电平与期望电平，并产生数字增益控制信号400的适当值，以便该输入信号被视频处理块放大或衰减以达到该电平。数字增益控制块774配置成根据具体情况，在输入信号被解调器块770处理之前根据输入信号确定该放大量或衰减量。可选地，数字增益控制块774可通过使用数字度量来测量输入112’的信号质量而产生数字增益控制信号400，并调节数字增益控制信号400的值，以确保获得适当的信号质量。这也可包括使用如关于图15描述的增益系数表。现在参考图18，其中示出的是接收机800的另一实施方式。接收机800包括模拟处理块802、ADC 106、数字处理块804、FIFO块806和DAC块110。接收机800从第三方电视调谐器接收IF信号808，并处理该信号以根据电视广播标准是数字的还是模拟的来提供输出信号112或112’。DAC块110的输入是模拟电视广播标准的视频输出的视频表示，其被提供到产生以数字格式的输出信号112’的FIFO块806。当SIF输出处于中间频率(IF)时，类似的布置可用于非调制音频。IF信号808包括期望电视频道信号和其它电视频道信号，且在传统接收机中通常跟随有SAW滤波器和固定增益放大器，以补偿SAW滤波器中的损耗。然而，在接收机800中，不需要SAW滤波器和固定增益放大器。更确切地，接收机800利用对全世界中的中间频率所使用的标准中的差异在北美44MHz、在日本59MHz以及对大多数其余国家的36MHz。因·一些变化以适应提供IF信号808的第三方电视调谐器。例如，模拟处理块802包括用于信号电平控制的可选的衰减器和可变增益放大器。在可选实施方式中，ADC 106实现为带通σ - δ ADC,其输入中心在前述IF频率之一处。另外模拟处理块802和数字处理块804如对接收机750中的相应块描述的那样操作。在第三方调谐器不接受RF增益控制信号的情况下，接收机800也可应用图15和16A-16C的增益控制技术，如前所述，进行一些更改。FIFO块806用于调节到下游数字元件的输出数据流。应注意，其中示出的其它接收机实施方式可为了此目的而使用类似的FIFO块。应注意，可以有如下情况其中在这里描述的接收机实施方式中使用的时钟或其它工作频率在频率区具有相当大的能量，该能量干扰期望电视频道信号的处理，因而危害有效的SNR。这可出现在将模拟信号转换成数字表示的过程中。例如，使用288MHz的采样率，且期望电视频道信号中心在36MHz，在252MHz或324MHz处的信号被混叠到期望电视频道中。应注意，术语“期望电视频道”指包括期望电视频道信号的频率内容的频带。虽然这些频率远非输入频率，但电视系统的宽带性质暗示在那里可存在信号功率。还可能有也干扰期望电视频道信号的耦合信号。例如，在任何合并的RF/混频信号系统中，芯片内干扰信号的问题是不变的挑战。内部振荡器、时钟和电路可产生频率过剩，其中任何一个频率可独立地或当与芯片内的其它频率合并时产生干扰。常常称为激励的因而形成的信号按照惯例只在硅中被处理。传统电视调谐器具有某一程度的滤波，该滤波用于减小在高混叠频率处的功率。然而，该滤波对来自调谐器或刚刚描述的其它乱真信号的本地振荡器泄漏没有影响。虽然泄漏功率可能与一些电视频道一样大，但它在传统上由在ADC 106之前的SAW滤波器和抗混叠滤波器的组合减小。然而，在这里描述的模拟处理块的不同实施方式中不使用SAW滤波器，而使用最小的抗混叠滤波；因此，本地振荡器信号以全强度存在，并可处于混叠频率(即，在处理期间被混叠到包含期望电视频道信号的频域上，即，混叠到期望电视频道信号上的频率)。在这个方面，对于根据某些广播标准传输的电视信号来说，即使单声道音也可能是有问题的。为了减轻这些不同类型的干扰的效应，可假定干扰出现在某些频率处，且如果这些频率与期望电视频道重合，则控制块1 90可移动时钟和采样率，以便干扰不再存在于期望电视频道信号被处理的频率区内，且不再不利地影响期望电视频道信号的处理。采样率中的调节使干扰的混叠形式频移而远离期望电视频道。重新采样比率用于补偿如下所述的被调节的采样率。时钟频率的移位影响混频信号的频率值和采样率。然而，由于使用粗滤、粗频道信号以及在视频和音频处理块中执行的载波频率恢复，这里描述的不同实施方式的ADC、数字处理块、DAC和LO可一起操作，从而允许整个接收机的采样率变化。通常，在传统接收机中，采样率是固定的。然而，采样率变化的技术可由这里描述的接收机使用，以允许通过移动频率区来避免由不同计时域产生的可能的混叠信号和乱真信号，频率区由于采样的性质而返送或混叠到期望电视频道上。也可对接收机的其它部件使用其它偏移，以进一步处理干扰，这在下面进一步被讨论。现在参考图19A，其中示出的是通用接收机900的可选实施方式，通用接收机900使用时钟频率的移位和采样率来避免可混叠到期望电视频道上的干扰。虽然参考接收机900描述了该技术，但该技术也可用于这里描述的其它接收机实施方式。接收机900包括模拟处理块902、ADC 106、数字处理块904、DAC块110和FIFO 906。这些块通常以与接收机750和800中的相应块类似的方式操作，具有下面描述的混叠避免采样率调节的额外特征。接收机900也包括可变锁相环(PLL) 916和控制块190。为了避免或另外减轻混叠干扰的效应，可在操作期间改变接收机900的采样率。因为ADC 106的采样率不是固定的，数字处理块904配置成以相应于ADC 106的更改的采样率的采样率操作。这对DAC块110也成立。整个数字信号路径维持一致的时钟率。如早些时候提到的，在接收机100的描述中，在数字处理块904的输入和输出附近有多相滤波器。特别是，视频处理块182包括多相滤波器352和368，音频滤波块184和186包括多相滤波器554和566，以及音频处理块188包括多相滤波器606、614和628。这对数字处理块904也成立。这些多相滤波器352、368、554、566、606、614和628用于改变所使用的有效采样率，以便信号采样率相对于物理时钟率内在地维持适当的比率，以确保这些块内的滤波和处理特征是一致的，而不管所使用的实际物理采样率如何。因此，在视频处理块182、音频滤波块184和186以及音频处理块188的输入处的多相滤波器352和554提供有效采样率中的第一转换，使得这些块内的处理出现为好像物理采样率从未改变。在这些块182-188的输出处的多相滤波器368、566、606、614和628接着应用有效采样率中的第二转换，以转换回DAC块110所使用的物理米样率，以便正确地产生模拟输出信号。可选地，如果必须适应标准数字输出数据率，则可使用不同的输出率。因此，该干扰避免技术包括使用“输入”多相滤波器352和554的第一输入重新采样比率，以将被调节的采样率转换到标称处理率，该标称处理率将另外用于处理输入和输出多相滤波器之间的处理元件，以及包括使用“输出”多相滤波器368、566、606、614和628的至少一个输出重新采样比率，以将标称处理率转换到被调节的采样率或另一采样率(如果以不同速率提供接收机900的不同输出，则可使用更多的输出重新采样比率)。因此，数字处理块904配置成应用重新采样比率，以补偿用于避免混叠的干扰的被调节的采样率。该技术可应用于其它干扰的混叠形式，且不限于由结合接收机使用的调谐器的本地振荡器产生的干扰。例如，期望电视频道信号的IF图像载波的谐波以及接收机的不同分量的畸变产物是可预知的干扰源，其频率以及其中的混叠形式的频率是事先已知的，并可因此使用该技术处理。此外，应注意，该混叠避免技术可用于任何调谐器实现，且不仅仅是这里描述的调谐器实现。例如，该技术可适用于单变频调谐器、双变频调谐器和超外差式调谐器。移动采样率来避免混叠的干扰的技术包括几个方面。首先，因为物理采样率改变，但期望电视频道信号相对于ADC 106保持在相同的输入频率，在采样之后，期望电视频道信号现在按照标准化频率进一步从其预期位置偏移。如前面已经描述的，用于这里描述的不同接收机实施方式的体系结构允许期望电视频道的频率位置的某个移位。频率变化由控制块190确定。第二方面包括改变多相滤波器352和554使用的有效采样率，以便当该技 术与用于处理不同广播标准的不同频道带宽的早些时候讨论的频率重新采样技术一起使用时，通过随后的固定宽度滤波级来频率转换/变换用于处理的信号。为了实现此，应用作为原始采样率与新的期望采样率的比的第一或输入重新采样比率，以反映由于新物理采样率的改变的相对值。第三，在数字处理块182的输出处，通过应用第二或输出重新采样比率，通过DAC块110，采样率在信号转换到模拟域之前返回到其原始状态。第二比率一般是第一比率的倒数，然而，如果希望输出率处于另一不同的速率，则另一值可用于第二重新采样率。表I示出重新采样率如何更改，以当ADC和DAC的物理采样率改变时提供一致的操作，以便提供干扰避免的不同模式，同时配置成接收例如NTSC电视信号。除了比率Fs3/Fs2和Fs5/Fs4以外，表I中的所有值都以MHz为单位。可以看出，当ADC 106的采样率变化以避免干扰混叠到期望电视频道中时，多相滤波器352的输入在通过因子8下采样之后也变化。然而，视频多相滤波器352的输出的采样率保持恒定，因为视频多相滤波器352所提供的重新采样量以与ADC106的采样率的变化相似的方式变化。这允许视频多相滤波器352和视频多相滤波器368之间的部件操作为好像ADC 106的采样率没有变化。视频多相滤波器368接着应用相应的反转的重新采样比率(在行4和6中的相应数字是彼此的倒数)，以便视频多相滤波器368的输出的采样率与视频多相滤波器352的输出的采样率匹配。同样，DAC372的输入的采样率与ADC 106的输出的采样率相同。然而，如所提到的，在一些情况下，视频多相滤波器368应用不同的重新采样比率，以便DAC 372的输入的采样率与ADC106的输出的采样率不同。避免混叠的采样率的此变化可独立地或外加关于图10描述的多频道处理的采样率的变化来完成，取决于其中使用采样率调节的技术的特定接收机结构。表I :重新采样比率的示例性值(所有值以MHz为单位)
权利要求
1.一种用于处理具有期望频道的接收的信号的接收机，其中所述接收机包括 RF处理块，其配置成放大并混合所述接收的信号以产生多频道信号，所述RF处理块包括混频级,所述混频级具有提供可变振荡频率的本地振荡器用于混频； 模拟处理块，其配置成向所述多频道信号提供粗滤和放大，以产生具有所述期望频道的第一信号； 模数转换器(ADC)，其配置成以采样率数字化所述第一信号以产生第二信号；以及 数字处理块，其耦合到所述ADC，并配置成处理所述第二信号以获得用于所述期望频道的信息， 其中所述粗滤使用比所述期望频道的带宽大至少一个防护频带的粗通带，以适应所述期望频道中的频移，所述接收机配置成当干扰由于混频而干扰所述期望频道时，改变所述可变振荡频率，以使所述干扰频移而远离所述期望频道，且所述数字处理块配置成跟踪所述期望频道中的频移。
2.如权利要求I所述的接收机，其中所述干扰是由于所述本地振荡器与所述期望频道的视频载波和音频载波中的至少一个的合并，且根据所述合并来确定可变振荡频率中的移动。
3.如权利要求I或2所述的接收机，其中所述接收机进一步配置成从预期位置确定所述期望频道的频偏，并根据所述频偏调节所述可变振荡频率，以使所述干扰频移而远离所述期望频道。
4.如权利要求1、2或3所述的接收机，其中所述接收机进一步配置成也调节所述采样率，以确保所述期望频道在所述粗滤中所使用的粗通带内，且所述数字处理块配置成应用所述重新采样比率以补偿被调节的采样率，并跟踪所述期望频道中的移动。
5.如权利要求4所述的接收机，其中所述接收机进一步配置成从预期位置确定所述期望频道的频偏，并根据所述频偏调节下列项中的至少一个(a)所述采样率和所述重新采样比率，以及(b)所述可变振荡频率。
6.如前述任一项权利要求所述的接收机，其中所述接收机是用于处理具有期望电视频道的接收的电视信号的电视接收机。
7.一种用于处理具有期望频道的接收的信号的方法，其中所述方法包括 通过放大并混合接收的信号来产生多频道信号，所述混合包括使用提供可变振荡频率的用于混频的本地振荡器； 将粗滤和放大应用于所述多频道信号，以产生具有所述期望频道的第一信号； 以采样率数字化所述第一信号以产生第二信号；以及 数字地处理所述第二信号以获得用于所述期望频道的信息， 其中所述粗滤使用比所述期望频道的带宽大至少一个防护频带的粗通带，以适应由于混频而产生的所述期望频道中的频移，且所述方法进一步包括改变所述可变振荡频率，以使干扰移动而远离所述期望频道，以及在数字处理期间跟踪所述期望频道中的频移。
8.如权利要求7所述的方法，其中所述干扰是由于所述本地振荡器与所述期望频道的视频载波和音频载波中的至少一个的合并，且所述方法包括根据所述合并来确定可变振荡频率中的移动。
9.如权利要求7或8所述的方法，其中所述方法进一步包括从预期位置确定所述期望频道的频偏，并根据所述频偏调节所述可变振荡频率，以使所述干扰频移而远离所述期望频道。
10.如权利要求7、8或9所述的方法，其中所述方法进一步包括调节所述采样率，以确保所述期望频道在所述粗滤中所使用的所述粗通带内，在所述数字处理中应用重新采样比率以补偿所述被调节的采样率，并跟踪所述期望频道中的频移。
11.如权利要求10所述的方法，其中所述方法进一步包括从预期位置确定所述频道的频偏，并根据所述频偏调节下列项中的至少一个Ca)所述采样率和所述重新采样比率，以及(b)所述可变振荡频率。
12.如权利要求7-11中任一项所述的方法，其中所接收的信号是具有期望电视频道的电视信号。
全文摘要
这里描述了通用接收机的不同实施方式，该接收机能够根据各种模拟和数字广播标准处理频道信号。
文档编号H04N7/06GK102843533SQ20121029700
公开日2012年12月26日 申请日期2008年3月12日 优先权日2007年3月14日
发明者C·奥斯丽思, S·塞尔比, L·格丽格盖恩, V·夏伊夏金, L·西维尔, W·辛诺特, C·奇尤, E·塔姆, G·成 申请人:弗雷斯科微芯片公司