基于环境OFDMWiFi的反向散射处理方法

基于环境ofdm wifi的反向散射处理方法
1.本技术要求于2022年10月31日提交中国专利局、申请号为202211350265.5、发明名称为“基于环境ofdm wifi的反向散射处理方法”的中国专利申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本技术中。
技术领域
2.本发明涉及物联网通信领域，尤其涉及一种基于环境ofdm wifi的反向散射处理方法。


背景技术：

3.环境反向散射系统近年来获得了越来越多的关注，因为其有望为数十亿个微型计算设备提供超低功率的通信。与传统的射频识别技术(rfid)不同，环境反向散射系统有以下三个优势。首先，其使用非受控的环境信号作为无线载波，将激励源从特制的阅读器扩展为丰富的环境无线信号；第二，其支持较高的反向散射传输吞吐率；最后，与解码rfid信号所需的双工接收机不同，其只需要支持通用无线协议的标准无线电设备作为接收机，如wifi，蓝牙等。
4.环境反向散射系统的关键特征之一为激励信号与接收器是分离的，因此，用于激励的环境信号是不受控的。在无线通信中，解调这一操作本质上做的是找出接收信号和参考信号之间的差异。如在有源通信中，二进制相移键控(binary phase-shift keying,bpsk)接收机使用连续波(continuous wave,cw)作为参考信号。当使用不受控的环境信号作激励时，寻找参考信号便是一个困难。
5.已有的环境反向散射系统使用原始环境信号做参考信号。如，hitchhike中，若接收到的反向散射符号为“1”而原始环境符号为“0”，则标签符号将被解调为“1”，这表明通过标签调制的相位旋转将环境符号“0”转化成了“1”。现有的其它环境反向散射系统如：freerider、plora以及lscatter将这一想法拓展到了802.11n、zigbee、蓝牙、lora和lte信号中。然而，这些方法都具有如前所述的特征：即使用原始环境信号做参考信号。这意味着它们的数据解调不仅依赖环境数据质量，而且需要额外的接收机增加硬件成本和同步成本。这一特征导致这些环境反向散射系统的实用性受到很大限制。
6.此外，已有环境反向散射系统常在进行标签数据调制时，对反向散射符号施加相位旋转以调制标签数据。为了保证反向散射信号能够正确接收，反向散射数据能够解调，往往只使用二进制相位调制，每个调制符号里只能调制1比特的标签数据，这限制了反向散射系统的吞吐率。
7.有鉴于此，特提出本发明。


技术实现要素：

8.本发明的目的是提供了一种基于环境ofdm wifi的反向散射处理方法，不仅能够在反向散射信号中寻找参考信号，减少硬件成本和同步开销，而且能够实现高阶的psk调
制，在每个符号里调制更多标签数据，显著提高了系统的吞吐率，进而解决现有技术中存在的上述技术问题。
9.本发明的目的是通过以下技术方案实现的：
10.一种基于环境ofdm wifi的反向散射处理方法，包括：
11.以环境ofdm wifi设备作为反向散射激励源，用环境ofdm wifi设备的标准无线信号作为反向散射的激励信号；
12.通过反向散射标签反射反向散射激励源的激励信号形成反向散射信号，并利用从所述反向散射信号找出的参考信号以二进制格雷码和相移键控结合方式调制标签数据进行数据传输；
13.通过反向散射接收机接收反向散射标签的反向散射信号，进行频率和时间的同步，估计消除部分载波频率偏移和采样时间偏移，然后进行wifi信道估计，然后以迭代方式从共同相位误差中分离反向散射标签的标签相位，并在迭代中根据估算的采样时间偏移值重组ofdm符号，最后将估计的相位映射到相移键控调制的星座图上来解调标签数据。
14.与现有技术相比，本发明所提供的基于环境ofdm wifi的反向散射处理方法，其有益效果包括：
15.由于使用从反向散射信号得出的虚拟的0号子载波做参考信号，相比需要环境信号作为参考信号的已有系统，可以直接从反向散射符号中解调出标签数据；且调制中使用二进制格雷码，与传统二进制编码相比出错更低。
附图说明
16.为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。
17.图1为本发明实施例提供的基于环境ofdm wifi的反向散射处理方法的流程图。
18.图2为本发明实施例提供的方法中在不同sfo下0号子载波相位估计对标签数据误码率的影响对比图。
19.图3为本发明实施例提供的方法中分离cpe与不分离cpe对标签数据误码率的影响对比图。
20.图4为本发明实施例提供的方法中符号重组对标签数据误码率的影响对比图。
21.图5为本发明实施例提供的方法所用环境反向散射系统与已有环境反向散射系统的区别对比图；其中，(1)为已有方法所用反向散射系统原理图；(2)为本发明方法所用反向散射系统原理图。
22.图6为使用传统二进制编码和本发明实施例提供的方法中使得的二进制格雷码编码的8-psk星座图；其中，(a)为传统二进制编码的星座图；(b)为二进制格雷码编码的星座图。
23.图7为本发明实施例提供的非理想接收端的框图。
具体实施方式
24.下面结合本发明的具体内容，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述；显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例，这并不构成对本发明的限制。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明的保护范围。
25.首先对本文中可能使用的术语进行如下说明：
26.术语“和/或”是表示两者任一或两者同时均可实现，例如，x和/或y表示既包括“x”或“y”的情况也包括“x和y”的三种情况。
27.术语“包括”、“包含”、“含有”、“具有”或其它类似语义的描述，应被解释为非排它性的包括。例如：包括某技术特征要素(如原料、组分、成分、载体、剂型、材料、尺寸、零件、部件、机构、装置、步骤、工序、方法、反应条件、加工条件、参数、算法、信号、数据、产品或制品等)，应被解释为不仅包括明确列出的某技术特征要素，还可以包括未明确列出的本领域公知的其它技术特征要素。
28.术语“由
……
组成”表示排除任何未明确列出的技术特征要素。若将该术语用于权利要求中，则该术语将使权利要求成为封闭式，使其不包含除明确列出的技术特征要素以外的技术特征要素，但与其相关的常规杂质除外。如果该术语只是出现在权利要求的某子句中，那么其仅限定在该子句中明确列出的要素，其他子句中所记载的要素并不被排除在整体权利要求之外。
29.除另有明确的规定或限定外，术语“安装”、“相连”、“连接”、“固定”等术语应做广义理解，例如：可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本文中的具体含义。
30.术语“中心”、“纵向”、“横向”、“长度”、“宽度”、“厚度”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”“内”、“外”、“顺时针”、“逆时针”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述和简化描述，而不是明示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本文的限制。
31.下面对本发明所提供的基于环境ofdm wifi的反向散射psk调制解调方法进行详细描述。本发明实施例中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。本发明实施例中未注明具体条件者，按照本领域常规条件或制造商建议的条件进行。本发明实施例中所用试剂或仪器未注明生产厂商者，均为可以通过市售购买获得的常规产品。
32.如图1所示，本发明实施例提供一种基于环境ofdm wifi的反向散射处理方法，包括如下步骤：
33.步骤s1，以环境ofdm wifi设备作为反向散射激励源，用环境ofdm wifi设备的标准无线信号作为反向散射的激励信号；
34.步骤s2，通过反向散射标签反射反向散射激励源的激励信号形成反向散射信号，并利用从所述反向散射信号找出的参考信号以二进制格雷码和相移键控结合方式调制标签数据进行数据传输；
35.步骤s3，通过反向散射接收机接收反向散射标签的反向散射信号，进行频率和时间的同步，估计消除部分载波频率偏移和采样时间偏移，然后进行wifi信道估计，然后以迭代方式从共同相位误差中分离反向散射标签的标签相位，并在迭代中根据估算的采样时间偏移值重组ofdm符号，最后将估算的相位映射到相移键控调制的星座图上来解调标签数据。
36.上述方法的步骤s2中，所述反向散射标签按以下方式从所述反向散射信号找出的参考信号以二进制格雷码和相移键控结合方式调制标签数据，包括：
37.将ofdm wifi设备的标准无线信号中用于信道估计的导频子载波的平均值估计不受控的激励数据包的0号子载波作为参考信号；
38.通过对参考信号施加不同的相位旋转调制为二进制格雷码来调制不同的标签数据。
39.上述方法中，采用2
m-相移键控调制方式对所述参考信号施加不同的相位旋转来调制成二进制格雷码的不同标签数据，包括：
40.每个ofdm符号将调制一组m比特的标签数据，m为正整数，标签数据对第i个ofdm符号施加的相位旋转用表示，则由下式决定：
[0041][0042]
其中，ni为第i个ofdm符号的m比特标签数据由二进制格雷码转化为十进制数的结果，为相移键控调制的相位间隔，在2
m-相移键控调制方式中
[0043]
上述方法中，所述反向散射接收机使用wifi前导码字段进行常规wifi接收机通用的频率和时间的同步，估计并消除部分载波频率偏移和采样时间偏移，然后进行常规wifi接收机的信道估计，信道估计结束后，反向散射接收机开始以迭代方式解调标签数据。
[0044]
上述方法的步骤s3中，按以下迭代方式从共同相位误差中分离反向散射标签的标签相位，包括：
[0045]
步骤s31，求出第i个符号的共同相位误差估计值若i＝1，则令若1《i≤l(l为参数)，则将前i-1个符号的共同相位误差平均值作为估计结果，若i》l，则将前l个连续符号的共同相位误差平均值作为估计结果，
[0046]
步骤s32，使用最小二乘法估计得出第i个符号的0号子载波的相位以及线性回归的斜率β1，判断当线性回归的斜率β1的绝对值超过预设阈值时则进行ofdm符号重组，所述阈值设置为所述q为符号中子载波的数量；
[0047]
步骤s33，根据第i个符号的0号子载波相位标签相位和共同相位误差的关系式利用计算得出第i个符号的分离共同相位误差的标签相位根据确定的与标签调制相位的映射关系寻找对应的最优的ni，将其转化成二进制格雷码即为该符号的标签数据，再利用确定的
ni与相位的对应关系推导得出第i个符号的实际标签相位
[0048]
步骤s34，通过公式计算得出第i个符号的标签相位并更新i为i+1；
[0049]
步骤s35，判断是否处理完所有的符号，若否，则重复执行步骤31～步骤34，若是，则结束处理。
[0050]
上述的步骤s32中，使用以下公式对第i个符号执行加权最小二乘估计得出0号子载波的相位β0，公式为：
[0051][0052]
其中，n
p
是符号中导频子载波的数量；ai,φi,xi分别是第i个导频子载波的振幅，相位和下标；β0为估计的0号子载波的相位；β1为线性回归的斜率，其正负符号指明采样时间偏移的符号，其绝对值反映了采样时间偏移的程度。
[0053]
上述步骤s32中，按以下方式进行ofdm符号重组，包括：
[0054]
若线性回归的斜率β1为正号选择丢弃一个采样点，若线性回归的斜率β1为负号选择复制一个采样点；
[0055]
对于每个丢弃或复制的采样点，将线性回归的斜率β1校正为q为符号中子载波的数量。
[0056]
综上可见，本发明实施例的方法，由于使用虚拟的0号子载波做参考信号，相比需要环境信号作为参考信号的已有系统，可以直接从反向散射符号中解调出标签数据；且调制中使用二进制格雷码，与传统二进制编码相比出错更低。
[0057]
为了更加清晰地展现出本发明所提供的技术方案及所产生的技术效果，下面以具体实施例对本发明实施例所提供的基于环境ofdm wifi的反向散射处理方法进行详细描述。
[0058]
实施例1
[0059]
如图1所示，本发明实施例提供一种基于环境ofdm wifi的反向散射处理方法，是一种反向散射调制解调方法，该方法所涉及的环境反向散射系统包含三部分。反向散射激励源提供用于反向散射的载波，通常是标准无线信号，如：wifi、蓝牙。反向散射标签通过反向散射激励信号来实现数据传输。反向散射接收机从反向散射信号中解调标签数据。传统的rfid系统中，反向散射激励源与反向散射接收机是同一个设备，通常是rfid读写器。而环境反向散射系统中，反向散射激励源可以是已有的无线基础设施。正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing ofdm)是一种数据传输技术，它使用多个具有重叠频谱的正交子载波频率来传输数据。802.11协议族中较为先进的wifi协议(802.11a/g/n/ac/ax)都使用ofdm技术，因为其传输速率高，并且能抵抗频率选择性衰落等误差。随着wifi基础设施的广泛部署，环境中有充足的ofdm wifi信号，能为反向散射系统提供激励源。
[0060]
具体的，本发明的处理方法，包括以下几部分：
[0061]
(1)从激励信号中获取参考信号：
[0062]
以ofdm wifi信号中导频子载波的平均值估计不受控的激励数据包的0号子载波，作为参考信号，用于标签数据的调制；
[0063]
这种参考信号的选定是因为，发明人发现在ofdm wifi信号中存在的恒定量，可视为某种连续波，如，带宽为20mhz的802.11n信号的ofdm符号中包含64个子载波，其中的52个子载波用于传输数据，4个导频子载波用于信道估计，1个子载波作为直流，7个空子载波用作保护频带。由于4个导频子载波是已知且固定的，因此可以在频带中间创造一个虚拟的子载波，该子载波恰好为空，可称之为0号子载波，其相位和幅度根据导频子载波估计，使用4个导频子载波的平均值估计不受控的激励数据包的0号子载波，得到的是一个250khz的连续波信号。这个虚拟的0号子载波是理想的参考信号，用于标签数据的调制。
[0064]
(2)标签数据调制：
[0065]
本发明通过对载波信号施加不同的相位旋转来调制不同的标签数据，即使用相移键控(psk)调制。令表示反向散射标签对第i个ofdm符号施加的相位旋转，表示反向散射标签对第i个ofdm符号施加的相位旋转，的取值与第i组反向散射标签数据有关。在本发明中，将二进制格雷码和psk调制结合起来。对于一个2
m-psk调制编码方案(其中m是正整数)，有2m种取值，并且每个值对应一组m比特的标签数据。编码的规则如下式所示：
[0066][0067][0068]
其中ni为第i个ofdm符号的m比特标签数据由二进制格雷码转化为十进制数的结果，为相移键控调制的相位间隔。
[0069]
格雷码和传统的二进制、十进制编码转换如下表所示：
[0070][0071]
格雷码有一个明显的优势：连续编码的两个格雷码之间的差别有且仅有1比特。对于一个高阶的psk调制解调系统，比特错误率往往因为阶数增加而上升，但格雷码可以将psk的比特错误率最小化。不妨认为大多数的解码映射错误发生在两个相邻的相位之间。在传统的二进制编码下，相邻相位的解码映射错误在2
m-psk编码中可以引入至多m比特的错误。但如果采用了格雷码编码，相同情况下只会引起1比特的错误。
[0072]
标签数据向反向散射信号添加相位旋转可通过向射频开关输入一个具有相位偏移的方波信号来实现。在已有的工作hitchhike中已证明过其原理和具体实现方法，此处不再赘述。
[0073]
(3)标签数据解调：
[0074]
如前所述，解调标签数据的核心在于估计0号子载波的相位。在真实场景中的无线
通信信道总是有各种非理想因素，包括信道不均衡，i/q不均衡，载波频率偏移(carrier frequency offset,cfo)，采样时间偏移(sampling time offset,sto)，采样频率偏移(sampling frequency offset，sfo)等。这些非理想因素可能不仅会引入振幅不均，干扰估计0号子载波的相位，还会引入相位误差，和标签调制相位混合在一起，使得标签数据解码失败。本发明采用以下方式解决上述问题，包括：
[0075]
a)0号子载波相位估计
[0076]
本发明采用一种基于加权最小二乘的0号子载波相位估计。对于第k个符号，使用以下式子执行加权最小二乘估计：
[0077][0078]
其中n
p
是符号中导频子载波的数量，ai,φi,xi是第i个导频子载波的振幅，相位和下标。
[0079]
在求解加权最小二乘之后，得到β0为估计的0号子载波的相位，β1为线性回归的斜率，指明了sto如何影响导频子载波。
[0080]
b)共同相位误差(common phase error,cpe)分离：
[0081]
cfo会向接收信号的符号中引入cpe，cpe不仅和标签调制的相位纠缠在一起，而且在不同符号间还是不断变化的，直接将0号子载波估计的相位映射到标签数据的方法仅在信道相位小到可以忽略的前提下是有效的。
[0082]
为解决这个问题，本发明以迭代消除cpe的方式进行处理，具体为：
[0083]
用表示第i个符号的0号子载波相位，标签相位和cpe。则表示第i个符号的0号子载波相位，标签相位和cpe。则通常情况下，较小，且会随着i的增加而缓慢累积。鉴于此，假设很小，并且当正整数l很小时，也很小。该方式的核心思想是，将第i-1,i-2,
…
,i-l个连续符号的cpe求平均，视作第i个符号的cpe估计值利用估计第i个符号的标签相位，再用映射标签数据，然后用标签数据倒推令d＝m(θ)表示相位θ映射的标签数据为d，θ＝m-1
(d)表示数据d对应的相位为θ，则最后计算然后进行下一个符号的迭代。
[0084]
c)采样重组符号
[0085]
发明人发现sfo除了会引入相位误差外，还会导致符号组合错误。sfo的发生是因为发送端采样频率和接收端的采样频率不同。这种差异将引入额外的sto，且会随着时间的推移而累积，从而导致符号采样不足或过采样。例如，对于20mhz传输的wifi接收器，一个4us的符号应具有80个采样点。在接收端对多个点进行采样后，若sto大于50ns，那么组合的符号将丢失或包含来自相邻符号的额外采样点。
[0086]
为了解决这个问题，本发明采用符号采样重组符号技术。使用β1作为重组的指标。当β1的绝对值超过预设阈值时，根据β1的正负号选择丢弃或者复制一个采样点。对于每个丢
弃或复制的采样点，β1可以被校正此处的q为符号中子载波的数量。将预设阈值设置为从而应对β1剧烈变化的情况。
[0087]
总结起来，本发明的标签数据解调过程如下。当接收机收到反向散射信号之后，接收机进行频率和时间的同步，估计消除一部分cfo和sto，然后进行wifi信道估计，然后，接收机为每个符号使用最小二乘法估计0号子载波的相位，并迭代地从cpe中分离标签相位，在迭代的过程中，ofdm符号根据估算的sto值重组，最后，将估计的相位映射到0号子载波上来解调标签数据。
[0088]
为更好的反应本发明方法的有时，首先研究不同的0号子载波相位估计方法对标签数据误码率的影响。在接收端增加不同的sfo，然后测量标签数据的误码率，实验结果如图2所示。除了本发明提出的加权线性回归外，还使用了其它5种方法，包括简单平均、加权平均、最小二乘、三次样条插值。图2的结果表明加权线性回归的解码效果是最好的，并且在不同sfo下表现出鲁棒性。具体来说，对于不同的sfo，加权回归的误码率始终低于0.16％。此外，当没有sfo时，加权回归的标签数据误码率为0.022％，比简单平均，加权平均，线性回归和三次样条插值低135.7，5.4,135.7,319.7倍。
[0089]
接下来，研究cpe分离对标签数据解调的影响。使用bpsk，qpsk，16-psk调制数据，结果如图3所示。
[0090]
从中得到两个结论。首先，本发明的cpe分离方式显著提高了标签数据的解调精度。使用bpsk时，cpe分离的标签数据误码率为0.011％，而没有cpe分离时提高到了4.2％，因此cpe分离实现了383倍的性能增益。其次，本发明的cpe分离效果随着psk阶数增加而降低。这与主动式无线电的高阶调制类似。但16-psk时标签数据的误码率仍低于0.97％，证明了本发明迭代分离cpe的有效性。
[0091]
此外，为验证采样重组符号对标签数据误码率的影响。设置不同的sfo，然后在使用和不使用采样重组符号的情况下计算误码率，结果如图4所示。从中可以看出，本发明的采样重组符号极大地降低了标签数据的误码率。如当sfo为-40khz时，不使用采样重组，误码率高达36％，而使用之后则降为0.011％。此外，在使用符号重组时，误码率总是低于0.024％。
[0092]
图5体现了本发明方法所用的系统和已有系统的区别。相比于已有系统需要环境信号作为参考信号，本系统使用虚拟的0号子载波做参考信号，系统可以直接从反向散射符号中解调出标签数据。
[0093]
图6表明了psk调制中使用格雷码的优势。黑色的点是映射出错的一个示例。当相邻星座映射出错时，传统编码最多能有3比特的错误，但格雷码编码仅有1比特出错。
[0094]
图7表明了非理想的信号接收过程及每一步可能引入的误差。
[0095]
实施例2
[0096]
wifi接收器使用zedboard zynq-7000和ad-fmcomms3进行原型设计，此开发板和射频前端可支持40mhz频段的2x2多输入多输出。本实施例使用gnu radio实现信号接收和标签数据解调，所有基带信号处理算法，例如标签和环境数据解调，都是在开发板上实时实现的。
[0097]
反向散射标签使用xilinx zynq-7010fpga，25mhz晶振，调制器和能量检测器。对
于高阶的psk调制，调制器连接一个16选1多路选择器。根据映射的标签数据在16个阻抗状态间调制电路阻抗。通过反射系数来选择阻抗状态。其中，za是天线阻抗，zb是复电路阻抗。如此可以实现超低功耗的调制。
[0098]
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。本文背景技术部分公开的信息仅仅旨在加深对本发明的总体背景技术的理解，而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域技术人员所公知的现有技术。