专利名称：以辅助的垂直-时间信息编码的电视信号的制作方法
技术领域：
本发明涉及便于把标准分辨率电视信号转换返回到高分辨率电视信号(从该高分辩率电视信号中导引出了该标准分辨率电视信号)的装置。本发明特别是从用来产生兼容宽屏幕扩展清晰度电视(EDTV)信号的系统的角度而涉及这样的装置，该EDTV信号实用于高分辨率电视接收机并且在标准分辨率接收机里兼容。
传统电视接收机，例如在美国和其它地区采用的按照NTSC广播标准的接收机，具有4∶3宽高比(显示图象的宽度对高度之比)。近来，电视接收机系统使用较大的宽高比(例如2∶1，16∶9，或5∶3)已引起人们的兴趣，由于这种较大的宽高比比传统电视接收机4∶3的宽高比更接近于或等于人眼视界的宽高比。具有5∶3宽高比的视频信息信号受到特别的关注，是由于这种宽高比接近于电影胶片的宽高比，因此，这样的信号能够不剪切图象信息而发射和接收。但是，简单地发射具有比传统系统增大了宽高比的信号的宽屏幕电视系统与传统宽高比的接收机不兼容。使得宽屏幕系统很难广泛采用。
因而，希望有一种与传统电视接收机兼容的宽屏幕电视系统。在C.H.斯特罗勒(Strolle)等人的，序列号为NO.078150，题目“兼容的宽屏幕电视系统”，申请日期为1987年7月27日的同时待审的美国专利申请中，公开了这样一种系统。
更希望有一种提供增强或扩展显示图象清晰度的兼容宽屏幕系统，以提供特优的图象细节。例如，这种宽屏幕EDTV(扩展清晰度电视)系统可以包括用于提供逐行扫描图象的装置。
按照本发明，用来处理增强分辨率的高图象行频的视频信号、以便产生与较低的图象行频(例如标准行频)的视频信号兼容的视频信号的系统，也会产生包含着来自高行频视频信号中图象帧差分信息的辅助信号。这种辅助信号便于把兼容的较低行频的视频信号转换成增强分辨率的高行频视频信号，以便用于高分辨率视频信号显示系统。
本发明所公开的优选实施例中，在兼容宽屏幕EDTV电视系统里，对原始高分辨率的逐行扫描宽屏幕信号进行编码，以包括来自复合电视信号中的四个分量。这四个分量在一个单信号传送通道中重新组合之前，分开进行了处理。
第一分量为具有标准4∶3宽高比的主要的2∶1隔行信号。该分量包括经时间扩张几乎占据整个4∶3宽高比有效行时间的宽屏幕信号的中心部分;以及经时间压缩到左右水平图象过扫描区的两侧视频信息组水平低频信息，在标准电视接收机显示中，这样的信息是看不见的。
第二分量为辅助的2∶1隔行信号，它包括左、右每一侧都经时间扩张到有效行时间一半的左、右侧视频信息组高频信息，这样，已扩张的两侧视频信息组信息实际上占据了整个有效行时间。
第三分量为辅助的2∶1隔行信号，它来自宽屏幕信号源，且包含约在5.0MHz和6.2MHz之间的高频水平亮度细节信息。
第四分量是辅助的2∶1隔行“辅助者(helper)”信号，它包含垂直-时间(V-T)亮度细节信息，即是从逐行扫描格式到隔行扫描格式的转换中否则就会丢失的信息。特别的是，第四分量含有来自原始逐行扫描信号的图象帧差分信号的垂直-时间信息。这个信号分量帮助重新构成丢失的图象信息，并有助于减小或消除在宽屏EDTV接收机中讨厌的闪烁和运动附产物。
在宽屏EDTV接收机中，将包含上述四种分量的复合信号解码为四个构成分量。分开处理四个已解码的分量，并用来产生具有增强分辨率的图象代表宽屏幕信号。
已公开的宽屏幕EDTV系统呈现出几项超过标准NTSC系统的改进。显然看出的是，较大的宽高比对于电影有显著的冲击。宽屏幕图象比较“稳定”，实际上没有在标准NTSC接收机显示中普遍存在的行间闪烁。其图象也比较“干净”，实际上没有“蠕动点”，“拖尾点”以及彩条干扰。宽屏幕图象在空间两个方向上都显著地提高了分辨率Ｓ捎谠黾恿诵忻芏龋薪峁咕涂床坏搅恕Ｔ谕枷蟮脑硕糠种校硕乃奖咴岛蜕杞峁怪涮盅岬牟钆牟淮嬖诹恕
图1是按照本发明的兼容宽屏幕EDTV编码器系统的总图;
图1a表示公开系统的编码器详细框图;
图1b-1e包括有助于理解所公开系统的操作的附图;
图2-5示出有助于理解所公开系统的操作的信号波形图和附图;
图13表示包括按照本发明解码器装置的宽屏幕EDTV接收机的部分框图;以及，图6-12和图14-24更详细地图示所公开系统的各个方面。
打算通过标准的，例如NTSC广播通道，来发射大宽高比(例如5∶3)图象的系统，应借助宽屏幕接收机获得高质量的图象显示而大大减轻或消除标准4∶3幅型显示中能觉察的信号劣化程度。对图象的两侧视频信息组利用信号压缩技术，发挥了标准NTSC电视接收机显视的水平过扫描区的优点，但是，在重新构成的宽屏幕图象的两侧视频信息组区中，可能使图象分辨率受到损失。
由于时间压缩引起频率范围中的扩张，只有低频分量可在呈现出比宽屏幕信号所需带宽要窄的标准电视通道中经受得住处理。因此，当兼容宽屏幕信号的已压缩两侧视频信息组在宽屏幕接收机中被扩张时，在所显示宽屏幕图象中心部分和两侧视频信息组的分辨率或高频分量之间有明显差异，除非采取措施来避免这种影响。这种明显差异是由于低频两侧视频信息组信息被恢复了，而高频信息由于视频通道带宽的限制却损失了。
在图1系统中，与图1a中较为详细的系统所共有的元件用同样的参考号标出。如图1所示，对具有左、右和中心视频信息组信息的原始宽屏幕逐行扫描信号进行处理，以便获得四个单独的编码分量。这四个分量如前所述，从图象显示的角度一般地示于图1。对第一分量(包括已时间扩张的中心部分信息和已时间压缩的两侧部分低频信息)进行处理，使得在本实例中所形成的亮度带宽不超过NTSC的亮度带宽4.2MHz。对该信号以标准NTSC格式进行彩色编码，对该信号的亮度和色度分量进行适当的预滤波(例如，使用场梳状滤波器)以便在标准NTSC和宽屏幕接收机中得到改进了的亮度-色度分离度。
对第二分量(两侧视频信息组高频信息)进行时间扩张，使其水平带宽减小到大约1.1MHz。如下所述，该分量和主信号(第一分量)是空间不相关的，而且要采取特别预防措施来遮掩其在标准NTSC接收机上的可见性。
第三分量的5.0到6.2MHz已扩张的高频亮度信息在进一步处理之前，首先将频率向下移到0到1.2MHz的频率范围。该分量被变换成标准的4∶3格式，这使其在空间上和主信号(第一分量)相关，以遮掩其在标准NTSC接收机上的可见性。第三分量已压缩的两侧视频信息组信息所呈现的带宽是中心部分信息的六分之一(0-1.2MHz)。
第四分量(垂直-时间辅助者信号)变换成标准4∶3格式，以使其与主信号分量相关，以此来遮掩其在标准NTSC接收机中的可见性，并把其水平带宽限制到750KHz。
第一、第二和第三分量经过各个帧内平均器38、64和76(一种垂直-时间(V-T)滤波器)的处理，以消除在宽屏幕接收机中主信号和辅助信号分量之间的V-T串扰。第一分量仅在大约1.5MHz以上进行帧内平均。方框80中，对于以X和Z标识出的第二和第三帧内平均分量，在对3.108MHz的另一个付载波ASC进行正交调制之前，进行非线性幅度压缩，ASC与色度付载波不同，ASC是隔场倒相的。把从方框80来的已调制信号(M)在加法器40中与帧内平均第一分量(N)相加。形成的输出信号是4.2MHz带宽的基带信号(NTSCF)，它与从滤波器79来的、已经过750KHz低通滤波了的第四分量(YTN)一起，在方框57中正交调制射频(RF)图象载波，从而产生NTSC兼容的射频信号，该信号可以通过单一的、标准带宽的广播通道传送给标准NTSC接收机或宽屏幕逐行扫描接收机。
正如从图1a编码器中将看到的那样，对第一分量进行时间压缩，容许把低频两侧视频信息组信息全部压缩到标准NTSC信号的水平过扫描区域中。通过即将讨论的包含在方框80中另一个付载波正交调制技术，高频两侧视频信息组信息通过视频传送通道以对标准接收机透明的方法与NTSC信号共享频谱。当由标准NTSC接收机接收时，只能看到主信号(第一分量)的中心视频信息组部分。第二和第三分量可能产生一种小幅度的干扰图案，它在一般观看距离和一般图象控制调整下觉察不到。第四分量在具有同步视频检波器的接收机中全部被除去了。在具有包络检波器的接收机中，第四分量被处理，但是由于它与主信号相关而不被觉察。
图1b表示所公开的、包括辅助信息的EDTV宽屏幕系统的射频频谱，与标准NTSC系统的射频频谱相比较。在所公开系统的频谱中，两侧视频信息组的高频和额外的高频水平亮度细节信息，在3.108MHz另一个付载波(ASC)频率的两侧延伸约为1.1MHz。V-T辅助者信号信息(第四分量)在主信号图象载波频率的两侧延伸750KHz。
宽屏幕逐行扫描接收机包括用于重新构成原始宽屏幕逐行扫描信号的装置。与标准NTSC信号相比，重新构成的宽屏幕信号的左、右两侧视频信息组具有标准NTSC的分辨率，而4∶3宽高比的中心视频信息组，特别是在图象的静止部分上，具有良好的水平和垂直亮度细节。
两个基本考虑决定了与第一、第二、第三和第四信号分量的利用和处理有关的信号处理技术。这些考虑就是与现有接收机的兼容性和在现有接收机上的可恢复性。
完全兼容意味着这样一种接收机、发射机兼容，即，使得现有的标准接收机能够接收宽屏幕EDTV信号，而且不要特殊附加器就能产生标准显示。在这种意义上的兼容，要求例如发射机的图象扫描格式基本上与接收机的图象扫描格式相同或在其容差范围之内。兼容性还意味着，在标准接收机上显示时，必须能使额外的非标准分量实际地或者在感觉上被隐藏在主信号中。为获得在后者意义上的兼容性，所公开的系统采用以下技术以隐藏辅助分量。
如上讨论，两侧视频信息组的低频实际上隐藏在标准接收机的一般的水平过扫描区域中。第二分量是比两侧视频信息组的低频分量能量较低的信号，第三分量一般是低能量高频细节信号，它们是被幅度压缩的，并且对3.108MHz的另一个付载波进行了正交调制。3.108MHz是间置频率(interlacedfreguency)(为半行频的奇数倍)，选择该另一个付载波的频率、相位和幅度，使得已调制的另一个付载波信号的可见性尽可能地降低，例如，通过控制从场到场另一个付载波的相位，使得从一场到下一场时相位改变180°，与色度付载波的相位不一样。
虽然已调制的另一个付载波分量完全在色度通带(2.0-4.2MHz)之内，但是，因为它们以场频互补色闪烁显示，这种闪烁在一般色饱和度电平上不被人眼觉察，所以，已调制的另一个付载波分量在视觉上似乎被隐藏起来了。此外，在幅调之前对调制分量进行了非线性幅度压缩，这有利地把瞬时幅度过冲减小到可以接受的较低电平。
通过对中心视频信息组信息进行时间扩张以匹配标准的4∶3格式，把第3分量隐藏起来，因此，第三分量与第一分量空间相关(并且时间相关)了。这由将讨论的格式编码器装置来完成。这样的空间相关，在第三分量与第二分量对另一个付载波进行正交调制并与第一分量组合之后，有助于防止第三分量信息与第一分量信息相互干扰。
通过对中心视频信息组信息进行时间扩张以匹配标准的4∶3格式，把第四分量，即“辅助者”信号，也隐蔽起来，因此第四分量与主信号空间相关了。在具有同步检波器的标准接收机中，使第四分量除去;在具有包络检波器的标准接收机中，使第四分量在视觉上隐蔽起来，因为，它与主信号是空间相关的。
在宽屏幕逐行扫描接收机中，第一、第二和第三分量的恢复，依靠在发射和接收机中使用帧内平均处理来完成。这种处理与图1和1a发射机系统中的元件38、64和76有关，并与接收机中的有关元件有关，正如以后将要讨论的。帧内平均是一种信号处理技术，这种技术使两个视觉高度相关信号准备相互组合。以后，这两个信号能够有效、精确地没有V-T(垂直-瞬间)串扰地被恢复(例如，借助于场存储装置来实现恢复)，甚至在图象表示信号出现运动的情况下也是如此。
为此目的而采用的这种信号处理的类型，实质上涉及在场频基础上使两个信号一致。也就是，隔开一场产生两个数值相同的取Ｖ∧谄骄谴锏秸飧瞿康牡昧Φ募际酰材苁褂闷渌际酢Ｖ∧谄骄旧鲜窍咝浴⑹北涫智爸寐瞬ê秃笾寐瞬ù矸椒ǎ繁Ａ肆礁鍪泳醺叨认喙刈楹闲藕诺木坊指础Ｋ酱乓揽糠⑸浠嗦肫鞯乃角爸寐瞬ㄆ骱徒邮栈饴肫鞯暮笾寐瞬ㄆ髦涞谋；ご聪 在时域内的帧内平均处理用图1c一般地概括示出图中，通过把相隔262H的像素(A、B和C、D)进行平均，使对偶场相等。在各对偶场中，用平均值代替其原始值。图1d从图1系统的角度示出帧内平均的处理过程。从第二和第三分量开始，把一帧内相隔262H的对偶像素(图像元素)平均，并且用平均值(例如，X1、X3和Z1、Z3)来代替原始像素值。该V-T平均发生在一帧之内，而且不跨过帧的边界。
就第一分量而论，帧内平均仅对约为1.5MHz以上的信息进行，所以不影响较低频率的垂直细节信息。对于第一和第二分量，帧内平均在整个色度频带内对包含亮度(Y)和色度(C)分量的复合信号进行。因为相隔262H的像素对彩色付载波“同相位”，所以复合信号的色度分量经受得住帧内平均。控制新的另一个付载波的相位，使得相隔262H的像素精确地反相，因而与从一场到下一场并不变化的色度付载波的相位不相同。因此，在单元40中，当第二和第三分量(正交调制以后)加到第一分量上时，相隔262H的像素具有(M+A)和(M-A)的形式，其中M是1.5MHz以上主复合信号的一个取样，A是辅助已调制信号的一个取样。
利用帧内平均，甚至在出现运动图象时，V-T串扰实际上也消除了。在这方面，帧内平均处理产生了相隔262H的相同的取样。
在接收机中，精确地恢复这些取样的信息内容(即没有串扰)是一件简单的事，方法是通过以后将讨论的在一帧之内平均并差分相隔262H的像素取样，以此恢复主信号信息和辅助信号信息。由于原始视觉高度相关信息已经是从一场到一场基本上相同的了，因此，在接收机解码器中，通过帧内平均和差分处理，能够基本完整地恢复帧内被平均的原始信息。
另外，在接收机中利用同步射频检波器，对射频通道进行正交解调。以此，将第四分量从其它三个分量中分离出来。使用帧内平均和差分从已调制的第二和第三分量中分离出第一分量，并且使用正交解调分离第二和第三分量，下面将参照图13进行讨论。
在接收机中已经恢复了四个分量以后，对复合信号进行NTSC解码，并分离成亮度和色度分量。对全部分量执行相反的变换，以恢复宽屏幕的宽高比，并把两侧视频信息组的高频信号与低频信号组合起来，以恢复全部两侧视频信息组的分辨率。把已扩张的高频亮度细节信息移动到其原始的频率范围之内，并加到亮度信号上，亮度信号利用瞬时内插和辅助者信号转换成逐行扫描的格式。色度信号利用独立的瞬时内插转换成逐行扫描的格式。最后，把亮度和色度逐行扫描信号转换成模拟形式，并经矩阵变换以产生由宽屏幕逐行扫描显示装置显示的R、G、B彩色图象信息。
在讨论图1a的兼容宽屏幕编码系统以前，参看图2的信号波形A和B。信号A是5∶3宽高比的宽屏幕信号，要把它转换成如信号B所示具有4∶3宽高比的标准NTSC兼容信号。宽屏幕信号A包括与主图象信息有关的中心视频信息组部分(它占据时间间隔TC)，以及与辅助图象信息有关的左、右侧视频信息组部分(它们占据时间间隔TS)。在本例中，左、右侧视频信息组呈现基本相等的宽高比，且小于位于其间的中心视频信息组的宽高比。
通过把某些两侧视频信息组信息完全压缩到与时间间隔TO有关的水平过扫描区中，把宽屏幕信号A转换为NTSC信号B。标准NTSC信号具有包括过扫描间隔TO的有效行时间间隔TA(持续约为52.5微秒)，具有包含待显示的视频信息的显示时间间隔TD，并具有持续约为63.556微秒的整个水平时间间隔TH。对于宽屏幕和标准NTSC信号两者来说，时间间隔TA和TH是相同的。
已经看到，几乎所有用户电视接收机都具有至少占全部有效行时间间隔TA4%的过扫描时间间隔，即，在左、右侧各有2%的过扫描。隔行取样频率为4×fsc(此处，fsc是彩色付载波的频率)时，每一水平行时间间隔包含910个像素，其中754个像素构成要显示的有效水平行图象信息。
图1a较详尽地示出宽屏幕EDTV系统。参看图1a，525行、60场/秒的宽屏幕逐行扫描摄象机10，在本例中提供具有R、G、B分量和5∶3宽高比的宽聊徊噬藕拧Ｒ部梢允褂酶粜械男藕旁矗侵鹦猩栊藕旁床胖实慕峁？砥聊簧阆蠡缺曜糔TSC摄象机有较大的宽高比和较宽的视频带宽。特别是，宽屏幕摄象机的视频带宽正比于宽高比和每帧总行数的乘积。假设宽屏幕摄象机的扫描速度恒定，宽高比增大时，引起视频带宽相应增大，当信号由4∶3宽高比的标准电视接收机显示时，宽高比增大还引起图象信息的水平压缩。由于这些原因，为了达到全部NTSC兼容性，需要对宽屏幕信号进行改进。
由图1编码器系统处理的彩色视频信号包含亮度和色度信号分量。亮度和色度信号都包含低频和高频信息，在以下进行的讨论中将分别称为“低频”(lows)和“高频”(highs)。
从摄象机10来的宽带宽屏幕逐行扫描彩色视频信号在装置12中进行矩阵处理，从而从R、G、B彩色信号得出亮度分量Y，以及色差信号分量I和Q。宽带逐行扫描信号Y、I、Q以8倍色度付载波的频率(8×fsc)进行取样，并且在模数转换器(ADC)装置14中由分开的模/数转换器分别从模拟形式转换到数字(二进制)形式。然后它们在滤波装置16中由分开的垂直-瞬时(V-T)低通滤波器分别滤波，产生已滤波的信号YF、IF和QF。这些信号中的每一个信号都是图2中波形A所示的形状。
分开的滤波器是以后将讨论的、图10d所示的3×3线性时恒(Lineartimeinvariant)滤波器。这些滤波器稍微降低了垂直-瞬时(V-T)分辨率，特别是斜向V-T分辨率，以便在把逐行扫描转换成隔行扫描以后，在主信号中(图1中的第一分量)排除了无用的隔行附产物(例如闪烁、锯齿边，以及其它混淆相关效应)。在图象的静止部分中，滤波器几乎保持了全部垂直分辨率。
中心视频信息组的扩张因数(CEF)，是宽屏幕接收机显示的图象宽度和由标准接收机显示的图象宽度之间差值的函数。5∶3宽高比的宽屏幕显示的图象宽度是4∶3宽高比的标准显示图象宽度的1.25倍。因数1.25是初始的中心视频信息组的扩张因数，它必须予以调整，以便考虑到标准接收机的过扫描区，并考虑到在中心和两侧视频信息组之间边界区中有意的轻微重叠，对此，以后将解释。这些考虑确定了中心视频信息组的扩张因数(CEF)为1.19。
从滤波网络16来的逐行扫描信号呈现0-14.32MHz的带宽，并且利用逐行扫描(p)到隔行扫描(I)的转换器装置17a、17b和17c分别转换成为2∶1隔行扫描信号，其细节将结合图22和23讨论。由于隔行扫描信号的水平扫描频率是逐行扫描信号水平扫描频率的一半，从转换器17a-17c来的输出信号IF′、QF′和YF′呈现出0-7.16MHz的带宽。在此转换过程中，逐行扫描信号被二次取样，取现存像素取样的一半来产生2∶1隔行扫描的主信号。特别是，通过保留在每一场中的奇数行或者偶数行，并以4×fsc频率(14.32MHz)读出所保留的象素，把每一逐行扫描信号转换为2∶1隔行扫描格式。隔行信号的所有后续数字处理，以4×fsc频率进行。
网络17c还包括一误差预测网络。网络17c的一个输出YF′是经过前置滤波的逐行扫描分量的交错二次取样的亮度信号形式。网络17c的另一输出亮度信号YT含有从图象场差信息获得的垂直-瞬时信息，并代表在接收机中“丢失”的亮度取样的实际值和预测值之间的瞬时预测(或瞬时内插)误差，这将在以后将解释。预测是根据接收机中可以得到的“前”、“后”像素幅度的瞬时平均值而进行的。
信号YT为在接收机中帮助重新构成逐行扫描信号的亮度“辅助者”信号，YF主要考虑到接收机对运动图象信号所产生的误差，YF使接收机便于消除这样的误差。在图象的静止部分上，误差是零，并且接收机实现了完美的重新构成。已经发现，实际上不需要色度辅助者信号，而且亮度辅助者信号足以产生良好结果，由于人眼对色度的垂直或瞬时细节的缺少并不敏感。图2a表示用以产生辅助者信号YT的算法。
参照图2a，逐行扫描信号中的像素A、X和B在图象中占据相同的空间位置。黑色像素(例如A、B)作为主信号传送，而且在接收机上有效。白色像素(例如X)不被传送而是通过瞬时帧平均(A+B)/2预测出来。也就是，在编码器中，利用平均“前”和“后”像素A和B的幅度，预测出“丢失”的象素X。从实际值X中减去预测值(A+B)/2，得到对应于辅助者信号的预测误差信号，其幅度与表答式X-(A+B)/2相一致。此表答式决定了瞬时帧平均信息及瞬时场差信息。
辅助者信号借助于750KHz低通滤波器而被水平低通滤波，并作为辅助者信号YT传送。辅助者信号必须限带到750KHz，以防在该信号调制到射频图象载波上以后，与邻近较低的射频通道相互干扰。
在接收机中，使用取样信号A和B的平均值对丢失象素X做出类似的预测，并把该预测误差加到预测值上去，即，通过把预测误差X-(A+B)/2与瞬时平均值(A+B)/2相加来恢复X。因此，V-T辅助信号简化了从隔行扫描到逐行扫描格式的转换。
有利的是，由本公开的瞬时预测算法产生的辅助者信号相比用某些其它算法产生的预测信号而言是低能量信号，这里所述其它算法有例如M。青伯格(Tsinberg)在《美国电气及电子工程师学会消费者电子学学报》1987年8月CE-33卷第3期第146-153页题为“扩展NTSC两通道兼容的高清晰度电视系统”(“ENTSCTwo-Ch-annelCompatibleEDTVSystem”)的论文中所描述用来产生行差分信号的算法。在图象的静止区中，因为预测准确，误差能量是零。低能量的情况由静止的和基本静止的图象(例如在新闻广播特写中以静止背景为衬托的播音员)所证明。
已经发现本公开的算法在接收机中图象重新构成以后产生最少的有害附产物，并且由本公开算法产生的辅助者信号在带限约为750KHz的滤波以后，仍保留其有用性。由本公开算法产生的辅助者信号在静止图象信息出现时，有利地呈现为零能量，因此，与静止图象有关的辅助者信号不受滤波的影响。
甚至不发射辅助者信号也能形成大大改善的重新构成的宽屏幕图象。在这种情况下，图象的静止部分将比标准NTSC图象清晰得多，但运动部分将有些“模糊”并可能出现“差拍”附产物，因而，广播机不必要一开始就发射辅助者信号，可以选择在较后的时候改进射频发射。
本公开的瞬时预测系统对于逐行扫描系统和具有高于标准行频的某些隔行扫描系统都是有用的。但是利用在图象中具有占据相同空间位置的象素A、X和B的逐行扫描源工作得最好，它对静止图象得出精确的预测。如果原始宽屏幕图象是来自隔行扫描信号源的话，即使在图象的静止部分，瞬时预测也将会很不完美。在这种情况下，辅助者信号将具有较大的能量，并在重新构成图象的静止部分中引起轻微的附加产物。实验表明，使用隔行扫描信号源可以产生具有可接受的结果仅当严格检查时才注意得到的附产物。但是逐行扫描信号源几乎不引起附产物而产生优异的结果。
回到图1a，从转换器17a-17c来的隔行扫描宽屏幕信号IF′、QF′和YF′分别由水平低通滤波器19a、19b和19c滤波，产生具有0-600KHz带宽的信号IF″，具有0-600KHz带宽的信号QF″和具有0-5MHz带宽的信号YF″。接着，这些信号经过格式编码处理，为此，利用与两侧-中心信号分离器和处理器装置18有关的格式编码设备把这些信号中的每一个信号编码成4∶3格式。
简言之，对每个宽屏幕行的中心部分进行时间扩张，并变换成具有4∶3宽高比的有效行时间的显示部分。时间扩张引起带宽的缩小，从而使得原始宽屏幕隔行扫描频率与标准NTSC带宽兼容。把两侧视频信息组分裂成水平频带，使得I和Q彩色高频分量呈现为83KHz-600KHz的带宽(如图7中信号IH所示)，而Y亮度高频分量呈现为700KHz-5.0MHz的带宽(如图6中信号YH所示)。两侧视频信息组的低频，即如图6和图7示出的所产生的信号YO、IO和QO，包括直流分量，且经时间压缩并变换到每行左、右侧水平图象的过扫描区内。两侧视频信息组的高频被分开处理。这种格式编码过程的细节随后即述。
在考虑以下编码细节的过程中，同时还考虑图1e将是有帮助的，图1e从显示中心和两侧视频信息组信息的角度画出对分量1、2、3和4进行编码的过程。已滤波的隔行扫描信号IF″、QF″和YF″由两侧一中心视频信息组信号分离器和处理器18进行处理，以产生三组输出信号YE、IE和QE;YO、IO和QO;及YH、IH和QH。对于前两组信号(YE、IE、QE和YO、IO、QO)进行处理，以产生一个包含整个带宽的中心视频信息组分量以及压缩到水平过扫描区内的两侧视频信息组的亮度低频信号的信号。
对第三组信号(YH、IH、QH)进行处理，以产生一个包含两侧视频信息组高频信号的信号。当把这些信号组合起来时就产生具有4∶3显示宽高比的NTSC兼容的宽屏幕信号。包括装置18的电路细节将在图6、7和8示出，并结合这些图进行讨论。
信号YE、IE和QE含有全部中心视频信息组信息，而且呈现为相同的格式，如图3中信号YF所示。简言之，信号YE从信号YE″中获得，过程如下。宽屏信号YF″含有出现在宽屏幕信号有效行时间间隔内的象素1-754，该宽屏幕信号包括两侧和中心视频信息组信息。通过时间分离处理，取出宽带中心视频信息组信息(象素75-680)作为中心视频信息组亮度信号YC。利用中心视频信息组扩张因数1.19(即，5.0MHz÷4.2MHz)，对信号YC进行时间扩张，以产生NTSC兼容的中心视频信息组信号YE。由于以因数1.19进行了时间扩张，所以信号YE呈现为NTSC兼容的带宽(0-4.2MHz)。信号YE占据在过扫描区TO之间的图象显示时间间隔TD(图2)。信号IE和QE分别从信号IF″和QF″中产生，并且用对信号YE的方法进行类似的处理。
信号YO、IO和QO提供插到左、右侧水平过扫描区中的低频两侧视频信息组信息(“lows”)。信号YO、IO和QO呈现为相同的格式，如图3中信号YO所示。简言之，信号YO从信号YF″中产生的过程如下。宽屏幕信号YF″包含与象素1-84有关的左侧视频信息组信息和与象素671-754有关的右侧视频信息组信息。正如将要讨论的，对信号YF″进行低通滤波，产生0-700KHz带宽的亮度低频信号，从这一信号通过时间分离处理取得左、右两侧视频信息组低频信号(图3中，信号YL′)。
对亮度低频信号YL′进行时间压缩，以产生在与象素1-14和741-754有关的过扫描区中具有已压缩低频信息的两侧视频信息组低频信号YO。已压缩的两侧视频信息组低频信号呈现出正比于时间压缩量而增大的带宽。信号IO和QO分别从信号IF″和QF″中产生，并且用对信号YO的方法进行类似的处理。
用两侧一中心信号组合器28，例如时间多路复用器，把信号YE、IE、QE和YO、IO、QO组合起来，以产生具有NTSC兼容带宽和4∶3宽高比的信号YN、IN和QN。这些信号具有如图3所示信号YN的形状。组合器28还包括适当的信号延时，以均衡被组合信号过渡时间。这样的均衡信号延时还被包含在本系统中需要均衡信号过渡时间的其它地方。
调制器30、带通滤波器32、H-V-T带阻滤波器34和组合器36构成改进了的NTSC信号编码器31。色度信号IN和QN通过调制器30被正交调制在付载波SC上(该付载波频率是通常为3.58MHz的NTSC色度付载波频率)，从而，产生已调制信号CN。调制器30是按传统方法设计的调制器，将结合图9说明。
借助于二维(V-T)滤波器32，在垂直(V)和时间(T)方向上对调制信号CN进行带通滤波，32在把隔行扫描色度信号作为信号CP加到组合器36的色度信号输入端之前，把该隔行扫描色度信号中的串扰附产物去掉。
在亮度信号YN作为信号YP加到组合器36的亮度输入端之前，借助三维H-V-T带阻滤波器34，在水平(H)、垂直(V)和时间(T)方向上对YN进行带阻滤波。正在滤波的亮度信号YN和色差信号IN和QN用来保证在相继的NTSC编码以后显著降低亮-色串扰。多维空间-时间滤波器，例如，图1中H-V-T滤波器34和V-T滤波器32，包括有以后将讨论的图10所示的结构。
图1a中的H-V-T带阻滤波器34呈现图10b的结构，34去掉从亮度信号YN来的向上移动的斜向频率分量。这些频率分量看上去类似于色付载波分量，把这些分量去掉，以便在频谱中形成一个槽，已调制色度信号将插入这个槽中。因为，已确定人眼对这些频率分量基本上不敏感，所以把从亮度信号YN来的向上移动的斜向频率分量去掉对于显示的图象并无显著的劣化。滤波器34呈现约为1.5MHz的截止频率，所以不损害亮度垂直细节信息。
V-T带通滤波器32减小色度带宽，使得已调制色度两侧视频信息组信息能插入由滤波器34在亮度频谱中所形成的槽中。滤波器32降低了色度信息的垂直和时间分辨率，以致于静止和运动的图象产生一轻微毛边，但是，由于人眼对这种影响并不敏感，故这种影响几乎不存在或不重要。
从组合器36来的输出中心/两侧低频信号C/SL含有从宽屏幕信号的中心视频信息组获得的、待显示的NTSC兼容信息，以及从宽屏幕信号的两侧视频信息组获得、位于NTSC接收机显示中看不见的左、右水平过扫描区中的已压缩两侧视频信息组低频信号(亮度和色度)。
在过扫描区中已压缩的两侧视频信息组低频信号代表用于宽屏幕显示两侧视频信息组信息的一个组成部分。另一个组成部分两侧视频信息组的高频信号由处理器18产生，如下讨论。
图4表示两侧视频信息组高频信号YH(亮度高频信号)，IH(I高频信号)和QH(Q高频信号)。图6、7和8表示产生这些信号的装置，如下将讨论。在图4中，信号YH、IH和QH含有与左侧视频信息组像素1-84有关的左侧视频信息组高频信息，以及与右侧视频信息组像素671-754有关的右侧视频信息组高频信息。
由帧内平均器38对信号C/SL进行处理，以产生信号N，把N加到加法器40的一个输入端上。因为信号C/SL的帧内图象信息的视觉高度相关性，因此，帧内平均信号N基本上与信号C/SL相同。平均器38对约为1.5MHz以上的信号C/SL进行平均，并协助减少或消除在主信号和辅助信号之间的垂直-瞬时串扰。
帧内平均器38的工作被选择在高通频率范围为1.5MHz和1.5MHz以上，以保证对2MHz和2MHz以上信息完成全部帧内平均，防止亮度垂直细节信息由于帧内平均处理而劣化。借助于在编码器31中与帧内平均器38有关的滤波器和图13解码器中与平均器-差分器装置有关的滤波器之间的200KHz的保护频带，消除了水平串扰。图11a和11b示出高频信号帧内平均器38的细节。图11a、11b和11c将相继讨论。
借助于类似于编码器31的NTSC编码器60，把信号IH、QH和YH配置成NTSC格式。特别是，编码器60包括图9所示类型的装置，以及用于把两侧视频信息组的色度高频信息正交调制在频率为3.58MHz的两侧视频信息组亮度高频信息上的装置，以产生信号NTSCH，NTSCH是NTSC格式的两侧视频信息组的高频信息。这个信号由图5示出。
在NTSC编码器31和60中，使用多维带通滤波的有利之处在于，当接收机包括用于分离亮度和色度信息的互补多维滤波时，使得接收机实际上无串扰地把亮度和色度分量分离开来。用于亮度/色度编码和解码的互补滤波器的应用称为合作处理，这种处理在C.H.斯特罗勒(Strolle)在美国电影和电视工程师协会期刊(SMPTEJournal)第95卷第8期，1986年8月，第782-789页上发表的题为“用于改善亮色分离的合作处理”(“CooperativeProcessingforImprovedChrominance/LuminaceSeparation”)的论文中，作了详细的讨论。即使对于使用传统的陷波滤波器和行-梳状滤波器的标准接收机来说，由于呈现出色/亮串扰的降低，从而也因在编码器中应用这样的多维前置滤波获益不小。
利用装置62对信号NTSCH进行时间扩张，产生已扩张的两侧高频信号ESH。特别是，如图5所示，由变换处理来完成这种扩张，即把信号NTSCH的左侧视频信息组像素1-84变换到信号ESH的像素位置1-377中，即把信号NTSCH的左侧高频扩张以占据信号ESH的半行时间。对信号NTSCH的右侧视频信息组部分(像素671-754)进行类似的处理。时间扩张处理使包含信号ESH的信息的水平带宽按一个因数377/84而缩小(与信号NTSCH的带宽比较)。
用来完成时间扩张的变换处理，能利用图12-12d所示类型的设备来实现，并将结合图12-12d加以讨论。用图11b所示类型的网络64对信号ESH进行帧内平均，以产生图5所示的信号X，因为信号ESH的帧内图象信息的视觉高度相关性，所以帧内平均信号X基本上与信号ESH相同。信号X加到正交调制器80的一个信号输入端上。
利用具有通带5MHz-6.2MHz的水平带通滤波器70，对信号YF′也进行滤波。把滤波器70的输出信号(水平亮度高频信号)加到幅度调制器72上，在此对5MHz载波信号fc进行调幅。调制器72包括截止频率约为1.2MHz的输出低通滤波器，从而在调制器72的输出端获得具有0-1.2MHz通带的信号。
由调制过程产生的上边带(5.0-6.2MHz)利用1.2MHz低通滤波器去掉。实际上，作为幅调过程和其后低通滤波的结果，已把在5.0MHz-6.2MHz范围内的水平亮度高频信号移到0-1.2MHz范围内。载波幅度应该足够大，以便经1.2MHz低通滤波器滤波后仍能保留原始信号的幅度。即，产生了不影响幅度的频率移动。
利用格式编码器74把从装置72来的已频移的水平亮度高频信号编码，使此信号与主信号C/SL空间相关。为了扩张中心视频信息组信息并把两侧视频信息组的低频信息压缩到水平过扫描区内起见，编码器74类似于与装置18和28有关的格式编码网络。即，利用将结合图6-8讨论的技术，编码器74把已频移的水平亮度高频信号编码成为标准的4∶3格式。
当编码器74的输入信号的中心部分被进行时间扩张时，其带宽从1.2MHz下降至约1.0MHz，而编码器74的输出信号变成与主信号空间相关。在利用编码器74对两侧视频信息组信息进行时间压缩以前，在装置72内对该信息进行低通滤波至170KHz。借助于类似于图11b所示装置的装置76，对来自编码器74的信号在把它作为信号Z加到装置80以前进行帧内平均。因为从编码器74来的信号的帧内图象信息具有视觉高度相关性，帧内平均信号Z基本上与从编码器74来的信号相同。调制信号X、含有亮度和色度信息的复合信号以及调制信号Z呈现为基本上相同的带宽，约为0-1.1MHz。
正如将要结合图24讨论的，在两个辅助信号X和Z对另一个付载波信号ASC进行正交调制以前，装置80对这两个辅助信号的大幅度移动进行非线性γ(gamma)函数幅度压缩。采用0.7的γ。依此，每个取样的绝对值自乘到0.7次方，并乘以原始取样的符号。γ压缩降低了现存接收机中已调制信号中潜在干扰大幅度移动的可见性;而且，γ压缩容许宽屏幕接收机进行可预测的恢复，这是由于编码器采用的γ倒函数是可预测的并且在接收机解码器中易于实现。
然后，把幅度已压缩信号正交调制在3.1075MHz受相控的另一个付载波ASC上，它是半行频的奇数倍(395×H/2)。另一个付载波的相位从一场到下一场交替180°，不象色付载波从一场到下一场相位并不发生变化。另一个付载波的场交替相位允许信号X和Z的辅助调制信息和色度信息重叠。这产生了已调制辅助信号的互补相位辅助信息分量A1、-A1和A3、-A3。这使得接收机使用比较不太复杂的场存储装置，就能方便地把辅助信息分离开来。在加法器40中，正交调制信号M被加到信号N上。所形成的信号NTSCF，是4.2MHz的NTSC兼容信号。
编码器采用上述非线性γ函数是为了用于大幅度压缩的目的。它是非线性压扩(压缩-扩张)系统的一个组成部分，该系统还包括宽屏幕接收机解码器中用于幅度扩张的互补γ函数，以下将要讨论。已经发现，本公开的非线性压扩系统有效地降低了辅助的非标准信息对标准图象信息的冲击影响，而不致由于噪声影响使得图象有明显的劣化。
压扩系统使用非线性γ函数，以便瞬时压缩在编码器中辅助的、非标准的宽屏幕高频信息的大幅度移动，与此同时，使用互补的非线性γ函数，以相应地扩张解码器中的这种高频信息。其结果是，适当地降低了本公开兼容宽屏幕系统中大幅度辅助高频信息所引起对现有标准视频信息的干扰，在这种兼容宽屏幕系统中，把非标准辅助宽屏幕信息分裂成经受压扩的低频和高频部分。
在解码器中，已压缩高频信息的非线性幅度扩张不会形成过大的可察觉的噪声。即大幅度高频信息常常与高对比度的图象边缘相关联，而人眼对这种边缘上的噪声并不敏感。
图1a的亮度细节信号YT呈现为7.16MHz的带宽，而且借助于格式编码器78编码成为4∶3格式(以编码器74而实现的同一方法)，并借助滤波器79而水平低通滤波到750KHz，以产生信号YTN。借助于格式编码器78的输入低通滤波器，在时间压缩以前，对两侧部分低通滤波到125KHz。这里，格式编码器78的输入低通滤波器对应于图6所示设备的输入滤波器610，而具有截止频率125KHz。把两侧部分的高频信号滤掉。因此，信号YTN与主信号C/SL是空间相关的。
在把信号YTN和NTSCF加到射频正交调制器57去调制电视射频载波信号以前，借助于数模转换器(DAC)装置53和54，分别把它们从数字形式(二进制)转换成模拟形式。此后，把射频调制信号加到发射机55通过天线56广播出去。
与调制器80有关的另一个付载波ASC与行频同步，并具有选定的频率以确保两侧与中心信息有足够的分离度(例如20-30db)，而对标准NTSC接收机显示的图象有不明显的影响。ASC频率最好应是半行频的奇数倍的间置频率(interlacefreguency)，以便不致产生损害显示图象质量的干扰。
由诸如装置80提供的正交调制，有利地允许同时传送两个窄带信号。对调制高频信号进行时间扩张，结果使带宽压缩，与正交调制的窄带要求相符。带宽压缩得越多，载波和调制信号之间所产生的干扰就可能越小。而且，两侧视频信息组信息典型的高能量DC分量被压缩到过扫描区中，而不作为调制信号使用。因此，大大地减小了调制信号的能量和调制信号的潜在干扰。
由天线56播出的编码NTSC兼容宽屏幕信号，是用于被NTSC接收机和宽屏幕接收机接收的，它如图13所示。
在图13中，兼容的宽屏幕EDTV隔行扫描电视广播信号被天线1310接收，并送到NTSC接收机1312的天线输入端。接收机1312以一般方式处理兼容宽屏幕信号，产生具有4∶3宽高比的图象显示，宽屏幕两侧视频信息组的信息部分地(即“低频”)压缩到观众看不到的水平过扫描区中，并将其部分地(即“高频”)包含在已调制另一个付载波信号中，它不破坏标准接收机工作。
由天线1310接收的兼容宽屏幕EDTV信号还加到能够以大的宽高比(例如5∶3)显示视频图象的宽屏幕逐行扫描接收机1320上。接收的宽屏幕信号由输入装置1322处理，1322包含射频调谐器和放大器电路;产生基带视频信号的同步视频解调器(正交解调器);以及以二进制形式产生基带视频信号(NTSCF)的模/数转换器(ADC)电路。ADC电路以4倍色付载波频率(4×fsc)的取样频率工作。
把信号NTSCF加到帧内平均器-差分器装置1324上，1324平均(加法组合)和差分(减法组合)帧内相隔262H的图象行中1.7MHz以上的信号，以恢复基本没有V-T串扰的主信号N和已正交调制的信号M。在装置1324的1.7MHz下限工作频率和图1a编码器中装置38的1.5MHz下限工作频率之间提供了200KHz的水平串扰保护带。恢复出来的信号N包含看起来基本上与主信号C/SL的图象相同的信息，这是由于在图1a编码器中进行帧内平均时，原始主信号C/SL具有帧内图象视觉高度相关性。
把信号M耦合到正交解调器和幅度扩张器装置1326上，用以响应于具有场交替相位的另一个付载波ASC而解调出辅助信号X和Z，这里的ASC类似于结合图1a讨论的信号ASC。已解调的信号X和Z含有与信号ESH的和从图1a装置74来的输出信号的图象信息看起来基本相同的信息，这是由于当利用图1a编码器进行帧内平均时，这些信号具有帧内图象视觉高度相关性。
装置1326还包含1.5MHz低通滤波器，用以去掉频率为另一个付载波频率二倍的不需要的高频解调产物;以及用于扩张(预先经过压缩的)已解调信号的幅度扩张器，扩张时利用γ函数的倒数(γ＝1/0.7＝1.429)，即由图1a中装置80执行的非线性压缩函数的倒数。
装置1328对彩色已编码两侧视频信息组的高频进行时间压缩，使得它们占据它们原始的时槽，从而，恢复信号NTSCH。装置1328对信号NTSCH进行时间压缩，其压缩量与图1a中装置62对信号NTSCH进行时间扩张的量相同。
亮度(Y)高频解码器1330把亮度水平高频信号Z解码成为宽屏幕格式。对两侧进行时间扩张(其扩张量与图1a中编码器对两侧进行时间压缩的量相同)，对中心进行时间压缩(其压缩量与图1a中编码器对两侧进行时间扩张的量相同)。把各个视频信息组拼接在一起时有十个象素的重叠区，这将在后面结合图14说明。装置1330的配置如图17所示。
调制器1332以从解码器1330来的信号对5.0MHz的载波fc进行调幅。此后，利用具有截止频率为5.0MHz的高通滤波器1334对已调幅信号进行高通滤波，以去掉下边带。滤波器1334的输出信号中恢复了5.0到6.2MHz的中心视频信息组频率以及5.0到5.2MHz的两侧视频信息组频率。把滤波器1334的输出信号加到加法器1336上。
把来自压缩器1328的信号NTSCH加到用于从色度高频中分离亮度高频的装置1340上，以产生信号YH、IH和QH。这可由图18的电路设置来完成。
借助于亮色分离器1342，把来自装置1324的信号N分离成为构成N的亮度和色度分量YH、IN和QN，1342可类似于分离器1340，也可以采用图18所示那种类型的装置。
信号YH、IH、QH和YN、IN、QN作为输入信号提供给Y-I-Q格式解码器1344，它把亮度和色度分量解码成为宽屏幕格式。对两侧视频信息组的低频进行时间扩张，对中心视频信息组进行时间压缩，把两侧视频信息组高频加到两侧视频信息组低频上，并利用图14原理，以10个象素的重迭区将两侧视频信息组拼接到中心视频信息组上。解码器1344的细节示于图19中。
把信号YF′耦合到加法器1336上，在此，它与滤波器1334来的信畔嗉印Ｍü庖还蹋岩鸦指匆牙┱沟母咂邓搅炼鹊南附谛畔⒓拥揭呀饴氲牧炼刃藕臲F′上。
分别借助于转换器1350、1352和1354，把信号YF′、IF′和QF′从隔行扫描转变为逐行扫描格式。亮度逐行扫描转换器1350也响应于从格式解码器1360来的“辅助者”亮度信号YT，解码器对已编码的“辅助者”信号YTN进行解码。解码器1360把信号YTN解码成为宽屏幕格式，呈现出类似于图17的结构。
I和Q转换器1352和1354借助对相隔一帧的行的瞬时平均，把隔行扫描转换成逐行扫描信号，从而产生出丢失的逐行扫描行信息。这可以利用图20所示类型的设备来完成。
对于亮度逐行扫描转换器装置1350，除了采用图21所示的装置来加上了信号YT以外，其它方面与图20表示的相似。在该装置中，“辅助者”信号取样YT被加到瞬时平均值上，以帮助重新构成丢失的逐行扫描像素取样。在已编码行差信号所包括的行频频带(编码以后为750KHz)中，恢复了全部瞬时细节。在行频信号的这一频带以上，YT是零，这样，利用瞬时平均重新构成丢失的取样。
在加到视频信号处理器和矩阵放大器装置1364以前，借助于数/模转换器1362把宽屏幕逐行扫描信号YF、IF和QF转换成模拟形式。装置1364的视频信号处理器部件包括信号放大、直流电平移动、脉冲峰化、亮度控制、对比度控制和其它传统的视频信号处理电路。矩阵放大器1364把亮度信号YF和色差信号IF、QF组合起来，产生代表彩色图象的视频信号R、G和B。这些彩色信号由装置1364中的显示激励放大器放大到适合于直接激励宽屏幕彩色显示装置1370(例如宽屏幕显象管)的电平。
图6表示包含在图1a处理器18中的装置，用于从宽带宽屏幕信号YF″产生信号YE、YO和YH。利用截止频率为700KHz的输入滤波器610对信号YF″进行水平低通滤波，产生低频亮度信号YL，把YL加到了减法组合器612的一个输入端上。把信号YF″加到组合器612的另一输入端上，而且，在利用装置614把YF″延迟(以补偿滤波器610的信号处理延时)以后，加到时间分离装置616上。把已延迟的信号YF″和已滤波的信号YL组合起来，在组合器612的输出端产生高频亮度信号YH。
把延迟信号YF″和信号YH、YL加到分离装置616的各个输入端上。616包括用于分别处理信号YF″、YH和YL的分离(DEMUX)装置618、620和621。将结合图8讨论分离装置616的细节。分离装置618、620和621分别产生全带宽的中心视频信息组信号YC、两侧视频信息组高频信号YH和两侧视频信息组低频信号YL′，如图3和图4所示。
信号YC由时间扩张器622进行时间扩张以产生信号YE。信号YC以中心扩张因数进行时间扩张，该因数足以为左、右水平过扫描区留下余地。中心扩张因数(1.19)是信号YE的预定宽度(象素15-740)对信号YC的宽度(象素75-680)的比值，如图3所示。
利用时间压缩器628，以一侧压缩因数对信号YL′进行压缩，以产生信号YO。一侧压缩因数(6.0)是信号YL′相应部分的宽度(例如，左侧象素1-84)对信号YO的预定宽度(例如，左侧象素1-14)的比值，如图3所示。时间扩张器622，624和626，以及时间压缩器628可以是图12所示类型，以后将要讨论。
信号IE、IH、IO和QE、QH、QO分别从信号IF″和QF″以类似于利用图6设备产生信号YE、YH和YO的方法来产生。对此，可参考示出从信号IF″得到信号IE、IH和IO的设备的图7。用类似的方法，从信号OF″中得到信号QE、QH和QO。
在图7中，在经装置714延迟以后，把宽带宽屏幕信号IF″耦合到分离装置716上，并在减法组合器712中与从低通滤波器710来的低频信号IL进行减法组合，以产生高频信号IH。延迟的信号IF″和信号IH和IL分别利用与分离装置716有关的分离器718、720和721进行分离，以产生信号IC、IH和IL′。利用扩张器722对信号IC进行时间扩张，以产生信号IE。利用压缩器728对信号IL′进行时间压缩，以产生信号IO。正如已讨论过的那样，以类似于对信号YC所采用的中心扩张系数对信号IC进行扩张;也如已讨论过的那样，以类似于对信号YL′所采用的一侧压缩系数对信号IL′进行压缩。
图8示出例如可用于图6中装置616和图7中装置716的分离装置816。图8的装置从图6中分离器616的角度加以说明。输入信号YF″包含了确定图象信息的754个象素。象素1-84确定左侧视频信息组，象素671-754确定右侧视频信息组，象素75-680确定与左、右侧视频信息组稍有重叠的中心视频信息组。信号IF″和QF″呈现出类似的重叠情况。正如以后将要讨论的那样，已经发现，这样的视频信息组重叠在接收机中容易使中心和两侧视频信息组组合(拼接)起来，以基本上消除边界附产物。
分离装置816包括分别与左侧，中心和右侧视频信息组信息有关的第一、第二和第三分离器(DEMUX)装置810，812和814。每一个分离器装置都有分别加有信号YH、YF″和YL的输入端“A”，以及加有消隐信号(BLK)的输入端“B”。消隐信号例如可为逻辑O电平或地电平。
只要装置810的信号选择输入端(SEL)接受了表明左侧视频信息组象素1-84和右侧视频信息组象素671-754存在的、从计数比较器817来的第一控制信号，装置810就从输入信号YH中提取含有左、右侧高频的输出信号YH。在其它时刻，从计数比较器817来的第二控制信号使得在输入端B的BLK信号而不是在输入端A的信号YH耦合到装置810的输出上。
装置814和计数比较器820以类似的方式工作，以便从信号YL中得到两侧视频信息组低频信号YL′。只有当从计数比较器818来的控制信号指出中心视频信息组像素75-680存在时，装置812才把从其输入端A来的信号YF″耦合到其输出端上，以产生中心视频信息组信号YC。
借助于来自计数器822的脉冲输出信号，计数比较器817、818和820和视频信号YF″同步。计数器822响应于4倍色付载波频率(4×fsc)的时钟信号以及从视频信号YF″得到的水平扫描同步信号H。计数器822的每一输出脉冲对应于沿着水平行的一个像素位置。计数器822呈现出计数值为-100的起原始偏置，这个计数值对应于从位于瞬间THS上的负向水平同步脉冲的起点开始到水平消隐期间结束的100个像素，在行消隐期间结束的瞬间，象素1出现在水平行显示期间的开始。因此，在扫描显示期间的起点上，计数器822呈现出计数值“1”。也可以利用其它计数器结构。分离装置816采用的原理也能适用于执行相反信号组合操作的多路复用装置，例如，由图1a中的两侧-中心视频信息组组合器28所执行的那种操作。
图9示出图1a中编码器31和60里的调制器30的细节。图9中，信号IN和QN以四倍色付载频(4×fsc)而出现，并且分别加到锁存器910和912的信号输入端上。锁存器910和912还接受4×fsc时钟信号以便传送入信号IN和QN，2×fsc开关信号加到锁存器910倒相开关信号输入端和加到锁存器912的不倒相开关信号输入端上。
把锁存器910和912的信号输出端组合成单输出线，在线上，信号I和Q交替出现，并将其加到不倒相锁存器914和倒相锁存器916的信号输入端上。这些锁存器受到4×fsc频率的钟控，并分别在倒相和不倒相输入端上接受色付载频fsc的开关信号。不倒相锁存器914产生正极性I和Q信号的输出交替序列，倒相锁存器916产生负极性I和Q信号的输出交替序列，即，-I，-Q。
把锁存器914和916的输出端组合在单输出线上，在线上出现出极性相反的成对I和Q的交替序列，也就是，I，Q，-I，-Q…等等，从而构成信号CN。在信号CN与已滤波的亮度信号YN在装置36中组合起来以产生形式为Y+I，Y+Q，Y-I，Y-Q，Y+I，Y+Q…等的NTSC编码信号C/SL以前，利用滤波器32对信号CN进行滤波。
图10示出垂直-时间(V-T)滤波器，通过调整加权系数a1-a9它能够呈现为V-T带通、V-T带阻或V-T低通的结构。图10a的表表示在本公开系统中采用的与V-T带通和带阻滤波器结构有关的加权系数。H-V-T带阻滤波器(例如图1a的滤波器34)和H-V-T带通滤波器(例如图13解码器系统中所包括的滤波器)，分别包括水平低通滤波器1020和V-T带阻滤波器1021的组合(如图10b所示)、以及水平带通滤波器1030和V-T带通滤波器1031的组合(如图110c所示)。
在图10b的H-V-T带阻滤波器中，水平低通滤波器1020有一给定的截止频率，并提供已滤波的低频信号分量。这个信号在组合器1023中与从延迟装置1022来的输入信号的延时形式以相减方式而组合，产生高频信号分量。在把这个低频分量加到相加组合器1025以获得H-V-T带阻滤波输出信号以前，该低频分量经过网络1024而产生一帧延时。V-T滤波器1021呈现出图10a所示V-T带阻滤波器系数。
一种例如被包括在图13解码器中的H-V-T带通滤波器示于图10c，它包括有一给定截止频率的水平带通滤波器1030，并级联连接到具有图10a表中所示V-T带通滤波系数的V-T带通滤波器1031。
图10滤波器包括多个级联存储器装置(M)1010a-1010h，用以在各个抽头t1-t9上提供连续的信号延时，以及提供整个滤波器延时。各抽头传送的信号分别加到各乘法器1012a-1012i的一个输入端上。每一乘法器的另一个输入端分别接受依赖于所执行滤波过程特性的规定的加权a1-a9。滤波过程特性也规定了存储装置1010a-1010h提供的延时。
水平方向滤波器采用象素存储单元，这样，使得总的滤波器延时小于一水平图象行(1H)的时间间隔。垂直方向滤波器专门采用了行存储单元，时间方向滤波器专门采用帧存储单元。因此，H-V-T3-D滤波器包括象素(＜1H)、行(1H)和帧(＞1H)存贮单元的组合，而V-T滤波器仅包括后两种存储单元。从元件1012a-1012i来的加权抽头信号(相互已延迟的)，在加法器1015中组合起来，产生已滤波输出信号。
这样的滤波器是非递归型有限脉冲响应(FIR)的滤波器。本例中，由存贮单元提供的延时特性依赖于被滤波信号的类型，以及在亮度、色度和两侧视频信息的高频信号之间所允许的串扰量。滤波器截止频率特性的锐度，可通过增加级联存储单元的数目来增强。
图10d示出图1a中网络16的一种独立的滤波器，它包括级联存储器(延时)装置1040a-1040d，以及具有指定的各个加权系数a1-a5、用来接受从信号抽头t1-t5来的信号的有关乘法器1042a-1042e。还含有信号组合器1045，1045把从乘法器a1-a5来的已加权输出信号相加，而产生输出信号。
图11a和11b示出图1a中高频帧内平均器38的细节。高频平均器38包括具有截止频率约为1.5MHz的输入水平低通滤波器1110，1110接收信号C/SL。在滤波器1110的输出端，产生输入信号C/SL的低频分量，在所示电路的减法组合器1112的输出端，产生输入信号C/SL的高频分量。在把低频分量加到加法器1120以前，利用装置1114使该低频分量延时262H。在把信号C/SL的高频分量加到用以产生信号N的加法器1120以前，利用V-T滤波器1116处理该高频分量。
图11b所示滤波器1116含有一对262H延时单元1122和1124，以及具有有关加权系数a1、a2和a3的有关乘法器1125、1126和1127。把乘法器输出加到用以产生C/SL高频时间平均信号的加法器1130上。加权系数a2保持不变，但是系数a1和a3从一场到下一场时在 1/2 和0之间交替变化。当系数a3呈现为0和 1/2 时，系数a1呈现为 1/2 和0。
图12示出能用于图6和图7的时间扩张器和时间压缩器的光栅变换装置。对此，参考说明变换过程的图12a波形。图12a表示具有在象素84和670之间的中心部分的输入信号波形S，打算通过时间扩张处理，把S变换到输出波形W中的象素位置1-754上。波形S的端点象素1和670，直接变换到波形W的端点象素1和754上。
由于时间扩张，中间的象素并不直接以1∶1的基准来变换，在许多情况下也不以整数基准来变换。在这里，说明后一种情况，例如，输入波形S的象素位置85.33对应于输出波形W的整数象素位置3。因此，信号S的象素位置85.33含有整数部分(85)和小数部分DX(.33)，波形W的象素位置3含有整数部分(3)和小数部分(0)。
在图12中，工作在4×fsc频率的象素计数器1210提供输出的写地址(WRITEADDRESS)信号M，M代表在输出光栅上的象素位置(1…754)。把信号M加到可编程序只读存储器(PROM)1212上，1212包含一个查寻表，该查寻表包含依赖于要执行的光栅变换特性(例如压缩或扩张)的编程值。响应于信号M，PROM1212提供代表整数的输出读地址(READ ADDRESS)信号N，和代表等于或者大于零、但小于1的小数的输出信号DX。在信号DX为6位(26＝64)的情况下，信号DX呈现出小数部分0、1/64、2/64、3/64、…63/64。
PROM1212允许视频输入信号S作为信号N存储值的函数进行扩张或压缩。因此，响应于象素位置信号M的整数值，提供出读地址(READADDRESS)信号N的编程值和小数部分信号DX的编程值。例如，为完成信号扩张，调整PROM1212使之以低于信号M的频率来产生信号N。相反，为完成信号压缩，PROM1212以高于信号M的频率来提供信号N。
由级联象素延迟元件1214a、1214b和1214c延迟视频输入信号S，产生视频信号S(N+2)、S(N+1)和S(N)，它们是视频输入信号互相延时的形式。如所周知，这些信号加到各自的双端口存储器1216a-1216d的视频信号输入端上。信号M加到每一个存储器1216a-1216d的写地址输入端上，信号N加到每一个存储器1216a-1216d的读地址输入端上。
信号M确定输入视频信号信息将被写入存储器的地方，信号N确定从存储器读出哪一个值。存储器能写入一地址，同时读出另一地址。从存储器1216a-1216d来的输出信号S(N-1)，S(N)，S(N+1)，S(N+2)根据存储器1216a-1216d是读或写操作而呈现为时间扩张或者时间压缩格式，它是取决PROM1212如何编程的函数。
利用包括峰化滤波器1220和1222、PROM1225和两点线性内插器1230(这些部件的细节示于图12b和12c中)的四点线性内插器，对从存储器1216a-1216d来的信号S(N-1)、S(N)、S(N+1)和S(N+2)进行处理。
峰化滤波器1220和1222从包含信号S(N-1)、S(N)、S(N+1)和S(N+2)的信号组中接受三个信号，如图所示，并接收峰化信号PX。峰化信号PX的值作为信号DX值的函数从零变到1，如图12d所示，PROM1225响应于信号DX而提供PX的值。PROM1225包括一个查寻表，并编了程序以便响应给定的DX值而产生给定的PX值。
峰化滤波器1220和1222分别把已峰化的、相互延时的视频信号S′(N)和S′(N+1)提供到两点线性内插器1230上，1230还接收信号DX。内插器1230提供(已压缩或已扩张的)视频输出信号W，输出信号W由下列表示式来决定，W＝S′(N)+DX〔S′(N+1)-S′(N)〕前述四点内插器和峰化函数有利地近似于具有良好高频细节分辨率的内插函数(SinX)/X。
图12b示出峰化滤波器1220、1222和内插器1230的细节，在图12b中，把信号S(N-1)、S(N)和S(N+1)加到峰化滤波器1220的加权电路1240上，在1240中，这些信号分别以峰化系数-1/4、1/2和-1/4来加权。如图12c所示，加权电路1240包括分别以峰化系数-1/4、1/2和-1/4去乘信号S(N-1)、S(N)和S(N+1)的乘法器1241a-1241c。
从乘法器1241a-1241c来的输出信号在加法器1242中求和，以产生峰化信号P(N)，在乘法器1243中，P(N)被乘以信号PX以产生峰化了的信号，这个峰化了的信号在加法器1244中与信号S(N)相加，以产生峰化了的信号S′(N)。峰化滤波器1222呈现出类似的结构和操作情况。
在两点内插器1230中，在减法器1232内从信号S′(N+1)中减去信号S′(N)以产生差信号，在乘法器1234中，该差信号被乘以信号DX。从乘法器1234来的输出信号在加法器1236中与信号S′(N)相加，以产生输出信号W。
平均器-差分器装置1324的细节示于图15。信号NTSCF由装置1510进行低通滤波，以产生“低频”分量，该“低频”分量在装置1512中与信号NTSCF相减而组合，以产生信号NTSCF的“高频”分量。利用装置1513对这个分量进行平均(相加组合)和差分(相减组合)，以便在平均输出(+)端产生已平均高频分量NH，在差分输出(-)端产生信号M。分量NH在加法器1514中与从滤波器1510来的经过262H延时的输出信号相加，以产生信号N。
图16示出图15中装置1513的细节。除去加有如图所示的倒相器1610和1612、以及加法器1614以外，图16类似于以前讨论的图11b的结构。
在示出图13中装置1330细节的图17中，把信号Z加到两侧-中心分离器1710上，1710分别提供已分离的亮度高频两侧和中心信号YHO和YHE，在图1a的编码器中，对YHO和YHE压缩和扩张。利用已经讨论的变换技术，装置1712和1714对信号YHO和YHE进行时间扩张和时间压缩，产生亮度高频两侧和中心信号YHS和YHC，在把YHS和YHC加到幅度调制器1332以前，利用装置1716把它们拼接起来(例如，由图14的系统来完成)。
如以前所指出，在图18中，示出用于NTSCH的亮-色分离器1340和用于N的亮-色分离器1342的细节。在此图中，具有图10c结构和3.58±0.5MHz通带的H-V-T带通滤波器1810把信号NTSCH连接到减法组合器1814上，在信号NTSCH通过过滤时间均衡延时器1812以后，组合器1814也接受该延迟信号。在组合器1814的输出端上出现已分离的亮度高频信号YH。滤波器1810输出的已滤波的NTSCH信号被响应于色付载波信号SC的解调器1816正交解调，以产生色度高频信息IH和QH。
在示出解码器1344细节的图19中，借助于两侧-中心视频信息组信号分离器(时间分离器)1940，把信号YH、IN和QN分离成为已压缩的两侧视频信息组低频YO、IO、QO以及已扩张的中心视频信息组信号YE、IE、QE。分离器1940可以采用以前讨论过的图8中分离器816的原理。
借助于时间扩张器1942，以一侧扩张因数(对应于图1a编码器中的一侧压缩因数)，对信号YO、IO和QO进行时间扩张以恢复在宽屏幕信号中两侧视频信息组低频的原始空间关系，正如已恢复的两侧视频信息组低频信号YL、IL和QL所代表的那样。类似地，为了给两侧视频信息组留出间隔，借助于时间压缩器1944，以中心压缩因数(对应于在图1a编码器的中心扩张因数)，对中心视频信息组信号YE、IE和QE进行时间压缩，以恢复在宽屏幕信号中的中心视频信息组信号的原始空间关系，正如已恢复的中心视频信息组信号YC、IC和QC所代表的那样。压缩器1944和扩张器1942可以是以前讨论过的图12所示类型。
利用组合器1946把空间已恢复的两侧视频信息组高频YH、IH和QH与空间已恢复的两侧视频信息组低频YL、IL和QL组合起来，以产生重新构成的两侧视频信息组信号YS、IS和QS。借助于拼接器1960，把这些信号拼接成重新构成的中心视频信息组信号YC、IC和QC，以形成整个重新构成的宽屏幕亮度信号YF′和整个重新构成的宽屏幕色差信号IF′和QF′。两侧视频信息组和中心视频信息组信号分量的拼接，以在中心视频信息组和两侧视频信息组之间的边界上基本消除了可见接缝的方法来完成，正如从对于图14所示拼接器1960将要进行的讨论中所看到的那样。
在图20中，示出转换器1352和1354的细节。利用单元2010，在把隔行扫描信号IF′(或QF′)加到双端口存储器2020的一个输入端上以前，把它们延时263H。利用单元2012，在把该被延时信号在加法器2014中与输入信号相加以前，把它附加延时262H。在把加法器2014的输出信号加到双端口存储器2018的输入端上以前，把它耦合到除二网络2016上。存储器2020和2018以8×fsc的频率读出数据，以4×fsc的频率写入数据。把存储器2018和2020的输出加到多路复用器(MUX)2022上，用以产生输出逐行扫描信号IF(QF)。还示出了说明隔行扫描输入信号的波形(两行，具有标识的象素取样C和X)以及包含象素取样C和X的逐行扫描输出信号的波形。
图21表示适用于图13信号YF′的转换器1350的装置。利用单元2110和2112，在所示加法器2114中把隔行扫描信号YF′组合起来以前，把YF′延迟。把从单元2110来的已延时信号加到双端口存储器2120上。把加法器2114的输出信号耦合到除二网络2116上，其输出在加法器2118中与信号YT相加。加法器2118的输出加到双端口存储器2122上。存储器2120和2122以4×fsc的频率写入并且以8×fsc的频率读出，还给多路复用器2124提供输出信号，2124产生逐行扫描信号YF。
图14绘出适用于例如图19的拼接器1960的两侧视频信息组一中心视频信息组拼接装置。图14中示出了的拼接器包含网络1410，1410用以从两侧视频信息组亮度信号分量YS和中心视频信息组亮度信号分量YC中产生整个带宽的亮度信号YF′;同时，还包含I信号拼接器1420和Q信号拼接器1430，它们的结构和操作类似于网络1410。把中心视频信息组和两侧视频信息组有目的地重叠几个象素，例如，10个象素。因此，在拼接以前的信号编码和传送过程中，中心和两侧视频信息组信号具有共享的几个冗余象素。
在宽屏幕接收机中，从各自的信号中重新构成中心和两侧视频信息组，但是，因为对视频信息组的信号执行了时间扩张、时间压缩和滤波，以致在两侧与中心视频信息组边界上的几个象素是有毛病的或产生畸变的。图14中，利用与信号YS和YC有关的波形来表明重叠区(OL)和有毛病的象素(CP;为了清楚，略微夸大)。如果各视频信息组没有重叠区的话，有毛病的象素将相互靠近，并能看到一条接缝。现已发现，10个象素宽的重叠区足以补偿3到5个有毛病的边界象素了。
冗余象素有利地容砹讲嗪椭行氖悠敌畔⒆樵谥氐谢旌掀鹄础Ｔ谛藕臲S加到信号组合器1415上去以前，乘法器1411把两侧视频信息组信号YS在重叠区乘以加权函数W，如有关波形所示。类似地，在信号YC加到组合器1415上去以前，乘法器1412把中心视频信息组信号YC在重叠区中乘以加权函数的补数(1-W)，如有关图形所示。这些加权函数在重叠区内呈现出线性斜坡型特性，并包含0和1之间的值。加权以后，利用组合器1415把两侧和中心的视频信息组象素相加，以便每一个重新构成的象素是两侧与中心视频信息组象素的线性组合。
在靠近重叠区的最内部边界上，加权函数应最好接近于1，在最外部边界上，应该接近于0。这将保证有毛病的象素在重新构成的视频信息组边界上影响比较小。所示的线性斜坡型加权函数满足这个要求。但是，加权函数不一定要是线性的，也能使用在1和0加权点附近具有曲线特性或拱边部分的非线性加权函数。通过对所示型式的线性斜坡型加权函数进行滤波，能够很容易获得上述那样的加权函数。
加权函数W和1-W能够利用包括响应于表示象素位置的输入信号的查寻表和一个减法组合器的网络很容易地来产生。两侧-中心的象素重叠位置是已知的，查寻表响应于输入信号，按照产生对应于加权函数W的从0到1的输出值而编程。输入信号可用各种方法产生，例如，借助于由各水平行同步脉冲进行同步的计数器。加权函数的补数1-W能通过从1中减去加权函数W得到。
图22示出适用于作为图1a中信号YE从逐行扫描到隔行扫描的转换器17c的装置。图22还示出在垂直(V)和时间(T)平面内，具有取样信号A、B、C和X的逐行扫描输入信号部分的图(也如图2a所示)。把逐行扫描信号YF通过单元2210和2212中的每个单元延迟525H，以便从取样信号B产生相对已延迟的取样X和A。在把取样B和A加到除二网络2216以前，把B和A在加法器2214中相加。
网络2216的输出信号在网络2218中与取样X相减组合，以产生信号YT。把YT加到开关2220的一个输入端，该开关的工作频率为隔行水平扫描频率的二倍。开关2220的另一个输入端接受从延迟器2210输出来的已延时信号YF。把开关2220的输出加到双端口存储器2222上(2222以4×fsc频率读出，以8×fsc频率写入)，以便在输出端产生隔行扫描形式的信号YF′和YT。
图23示出适用于图1a中转换器17a和17b的装置。在图23中，在把逐行扫描信号IF(或QF)加到双端口存储器2312上以前，把IF(或QF)加到525H延时元件2310上(存储器2312以4×fsc频率读出，以8×fsc频率写入)，以获得隔行扫描的输出信号IF′(或QF′)。图23还示出说明逐行扫描输入信号的波形，该信号具有与取样C和X有关的第一行和第二行，图23还示出隔行扫描的输出信号(以H/2频率展扩的具有取样(C)的第一行)的波形。双端口存储器2312仅输出扩展形式的输入信号的第一行取样(C)。
图24表示图1a装置80的细节。信号X和Z分别加到非线性幅度压缩器2410和2412的地址输入端。压缩器2410和2412是可编程序只读存储器(PROM)装置，每一装置包括一个查寻表，该查寻表含有相应于所需非线性γ压缩函数的已编程值。这个函数用邻近于装置2412的瞬时输入对输出的响应来表示。
把从装置2410和2412的数据输出端来的已压缩信号X和Z，分别加到信号乘法器2414和2416的信号输入端。乘法器2414和2416的基准输入端分别接受具有相互正交相位关系的另一个付载波信号ASC，即，这些信号ASC具有正弦和余弦形式。乘法器2414和2416的输出信号在组合器2420中相加，产生正交调制信号M。在图13的解码器装置中，通过传统正交解调技术恢复出已压缩的信号X和Z，而这些信号的互补非线性幅度扩张是利用具有查寻表的有关PROM来执行，查寻表是以与PROM2410和2412的值互补的值来编程的。
权利要求
1.一种用来处理电视类型信号的系统，包括用来提供原始电视类型信号的装置(10-16)，这种电视类型信号具有用来产生相对于标准电视信号图象来说增强了图象分辨率的原始图象行扫描频率；用来把原始电视信号转换成行频低于原始行频的电视信号的装置(17a、17b、17c)，已转换的电视信号要被重新转换成原始信号；其中，为了便于这种重新转换，所述系统包括响应于原始电视信号，用来产生辅助信号分量(YT)的装置(17c)，辅助信号分量(YT)包括来自原始电视信号中图象场差分信息的垂直-时间信息。
2.一种根据权利要求1的系统，其中，原始电视信号(IF、QF、YF)是逐行扫描电视信号。
3.一种根据权利要求1的系统，其中，辅助信号分量(YT)在一个单信号通道中与已转换的电视信号组合起来，以产生已组合信号。
4.一种根据权利要求1的系统，还包括用来对附加信号分量进行低通滤波的装置(79)。
5.一种根据权利要求4的系统，其中，低道滤波装置(79)的截止频率低于色度频带。
6.一种根据权利要求3的系统，其中，辅助信号分量(YT)和已转换的电视信号(NTSCF)在一个单通道中调制(57)射频载波。
7.一种根据权利要求1的系统，其中，原始电视信号(IF、QF、YF)代表宽屏幕图象，这种宽屏幕图象具有两侧信息部分和主要信息部分，并具有比标准电视图象宽高比大的整个宽高比。
8.一种根据权利要求1的系统，其中，辅助信号分量(YT)包含代表瞬时帧平均信息的信息。
9.一种根据权利要求1的系统，其中，原始电视信号(IF、QF、YF)是非隔行的逐行扫描信号;转换装置(17a、17b、17c)把原始电视信号转换成隔行电视信号。
10.一种根据权利要求3的系统，还包括用来接收已组合信号的电视信号接收装置(1320);用来响应于接收的已组合信号，从而显示图象的装置(1370)。
11.一种根据权利要求1的系统，其中，原始电视信号包含图象元素A、中间图象元素X(在图象中X占据与图象元素A基本相同的空间位置，但是在时间上，X处在图象元素A以后一个图象场)以及图象元素B(在图象中B占据与图象元素A和X基本相同的空间位置，但是在时间上，B处在图象元素X以后一个图象场);以及辅助信号分量(YT)包含按照表示式〔X- (A+B)/2 〕而从图象元素X的值和图象元素A和B的平均值的差得到的信息。
12.一种根据权利要求1的系统，其中，原始电视信号包括亮度(YF)和色度(IF、QF)信息;辅助信号分量(YT)从亮度信息(YF)中得到。
13.一种用来接收电视类型信号(这种电视类型信号包括代表具有标准图象行扫描频率的、要用于显示的图象信息的分量，还包括具有来自图象场差分信息的垂直-时间信息的辅助信号分量(YTN))的系统，所述系统包括用来把电视信号分离成标准行频图象分量和辅助分量的装置(1322);用来处理标准行频分量的视频信号处理通道(1342-1354);包含在所述通道中，用来把标准行频图象分量转换成具有比标准行频高的行频的图象分量以便产生相对于标准电视信号图象来说增强了的图象分辨率的装置(1350、1352、1354);以及用来把辅助分量耦合到所述通道上，以便于把标准行频的图象分量转换成较高行频的图象分量的装置(1360)。
14.一种根据权利要求13的系统，其中，被接收电视信号的图象代表分量(NTSCF)包含亮度和色度信息;辅助信号分量(YTN)包含来自亮度场差分信息的垂直-时间信息。
15.一种根据权利要求13的系统，其中，电视信号的图象代表分量(NTSCF)包含代表宽屏幕图象的信息，这种宽屏幕图象具有两侧信息部分和主要信息部分，还具有比标准电视图象宽高比大的图象宽高比;视频信号处理通道包括用来翻译宽屏幕图象信息的装置(1344);以及响应于已翻译宽屏幕图象信息的转换装置(1350-1354)。
16.一种根据权利要求13的系统，其中，转换装置(1350-1354)是响应于辅助分量的隔行扫描-逐行扫描转换器。
17.一种根据权利要求13的系统，其中，辅助信号分量(YT)包含代表瞬时帧平均信息的信息。
全文摘要
一种用于对逐行扫描宽屏幕EDTV信号进行编码，以便与标准NTSC接收机兼容的系统，该系统产生辅助信号(YT)，这里，辅助信号YT包括来自逐行扫描信号中图象场差分信息的垂直-时间信息。辅助信号便于在宽屏幕逐行扫描接收机中把已编码NTSC兼容的信号(NTSCF)转变成逐行扫描格式。
文档编号H04N11/24GK1032275SQ88106650
公开日1989年4月5日 申请日期1988年9月14日 优先权日1987年9月14日
发明者迈克尔·安东尼·伊斯那迪 申请人:通用电气公司