一种改进视频扰频并使用分离同步脉冲的方法和装置的制作方法

专利名称：一种改进视频扰频并使用分离同步脉冲的方法和装置的制作方法
在技术方面对扰频视频信号的需要是众所周知的。扰频信号的各种方法也是已知的。扰频的一种方法包括在发射机端倒相一个信号或部分信号和在接收机端再倒相该信号或部分信号以重新构成适当的视频信号。
在发送机端，被倒相的这部分视频信号是对于所选择的轴倒相的。典型地，这个轴可能是系统参数的函数。例如如果+100IRE表示电视信号的白色电平峰值，-40IRE表示同步脉冲顶部电平或者最大的负信号部分，对于反相轴多半选择在+30IRE。这点是在最大负信号部分和最大正信号部分两者中间。因此，如果最大负信号部分是相对于该轴被倒相的，则它不会超过最大正信号部分(+100IRE)。同样，如果白色电平峰值相对于这个轴被倒相，它将不会低于最大负信号部分(-40IRE)。
为了更好理解视频信号和一些反向的方案，现在注意

图1A-图1D。图1A表明了一个视频信号的草图，这个图和图中所标示的部分是用于帮助读者去识别在说明书中所述的这种图或其它图中视频信号的一些关键部分的一种模式。为了清楚起见，这些部分通常不标在其它图中，那些熟练的技术人员将认识到图的一般原则。
参照图1A，能够看出视频信号的每一段线的特点在于一个水平同步脉冲101由同步脉冲顶部或视频信号的最大负状态来表示。通常这个脉冲持续4.7μs，在美国和许多其它国家所采用的NTSC(美国国家电视制式委员会)电视系统中为每秒重复15，734次。跟着同步脉冲，信号电压返回到消隐电平或黑电平，它被用作基准电平。按照惯例，采用无线电工程师协会(现为IEEE)的度量单位，消隐电平被认为是OIRE，同步脉冲顶部电平为-40IRE，白色电平峰值为+100IRE。140IRE电视信号的最大正常偏移通常等于1V(峰-峰)，虽然对于一台特殊的装置而言，其它电压电平有时可采用内部的(标准)，在同步脉冲顶部之后和在称为过渡沿102的一段延迟后，跟着返回到消隐电平，以便产生彩色同步脉冲103。彩色同步脉冲(一般)由8周彩色副载波组成，在NTSC发送中为3.58MHz。正如那些熟练的技术人员可以更好地理解那样，彩色同步脉冲的幅度，特别是相位对于彩色信息的完全恢复是极其重要的。在跟随彩色同步脉冲的一个延迟之后，一般表示为107的有效视频周期开始。从同步脉冲结束到有效视频开始的时间称为后沿106。有效视频的结束定义为前沿104，它强调了两次，表示信号的重复，从前沿开始到后沿的结束的整个周期，总起来称为水平消隐周期(HBI)105。
有效视频周期107，实质上由表示图象亮度(辉度)加上一个彩色副载波(未标明)的各种电压组成，彩色副载波按照幅度调制载有彩色饱和度(“纯度”)信息和由相对于同步脉冲103的相位来表示的彩色值(“色调”)。同步和有效视频的图案是按252.5行重复的(包括垂直消隐)。这个行数由一个“场”和后面的一个交错的第二场组成。两个场一起构成一个“帧”或一幅完整的图象。典型的帧频是30/秒，也就是每秒产生30次帧。
图1B-1D说明各类方法中的某些方法，在这些方法中，其视频信号可以被倒相。在图1B中有效视频行是倒相的，但水平消隐周期(HBI)不倒相。从已有技术可知，倒相的视频信号有非倒相的同步脉冲。图1C说明具有正常有效视频的一个倒相HBI。图1D表示倒相视频和倒相HBI两个的组合。
在只有有效视频倒相的情况下，如图1B，正常地产生同步，然而在视频接收机中同步复原电路难以恢复同步，这是因为同步电路是用于寻找视频信号的最大负值部分。如所示的，在视频倒相的情况下，白色电平峰值已移到同步脉冲的幅度，以致同步电路不能把同步脉冲从白色电压峰值区分开。结果同步电路仍然连续地辨别同步信息(例如，在暗淡的画面上没有白色电平峰值)，图象将显示负的实际图象，因为亮电平和暗电平已经相反。而且彩色信息变得不正确，因为彩色副载波的相位在转化过程中已被反相。
图1C说明具有非倒相视频的倒相同步脉冲。在该情况下，如果同步恢复是可能的话，那么图象信息正确出现，但是由于同步脉冲已经倒相，同步电路将不能辨别同步，使图象变成弯曲。
图1D表示把上述同步和视频两者都倒相的方法结合起来的情况。
一种有希望的视频扰频方法将允许从这些模式的一种形式改变为另一种形式，这种改变是随机的，或者是根据一些预定的条件，例如平均图象电平(APL)。在最近几年来采用的扰频系统中，这些模式已经单独使用或者组合地被使用过。其它已知的扰频模式也能适用于本发明。为简明起见，这些其它的已知模式没有示出。这些已知扰频模式包括同步抑制、动态同步抑制、失落场和上述各种的组合。
过去的系统至少有两个在恢复信号中产生人为因素干扰而引起的难题。如果同步信号被倒相，解调器的自动增益控制(AGC)电路用于复原去扰频之前的信号，它将不能恢复自动增益控制(AGC)的一个良好增益基准，这是因为倒相的同步脉冲被作为调制信号的最大幅度正常地发送。AGC电路寻找它，以便使接收信号的幅度归一化。而当同步脉冲倒相时，调制信号的峰值对应于在一场中的白色电平峰值。由于白色电平峰值是图象的函数，所以它不能形成一个良好的基准，为解决这类问题，一种可能的方法是检测载波的最小值，并把它作为基准，象法国和其它国家所采用的SECAM电视系统中所使用的基准一样。然而，由于要求同样的解调器电路来控制扰频和非扰频信号(倒相和非倒相)，因此，为了恢复扰频和非扰频信号，提供两个AGC检测器是必需的。一个检测器用于检测倒相信号，另一个用于检测非倒相信号。这样就加大了电路的成本。而且，要匹配两个不同的AGC检测器的性能，其困难是难以克服的。
以前系统的第二个严重缺陷是由于反向轴的“计算”引起的，在图1A中反向轴一般表示为108。这个轴是这样的电压电平(以IRE单位测量的)，要倒相的信号部分围绕着它旋转。可以想象，信号“被固定”到旋转轴，并且在它周围倒转，以致使它的负峰值变成它的正峰值，反之亦然。为了实现适当的去扰频，在扰频器中和去扰频器中反向轴必须相等，如果由于信号或部分信号围绕扰频器中的轴而倒相，则它必须围绕去扰频器中的同一轴再倒相，以便精确再现正确的图象信号信息。如果去扰频器中的反向轴与扰频器中的反向轴不同，则复原信号相对于发送信号存在偏移。其结果使视频信号和/或同步脉冲不是拉长就是压缩。不管发生哪种情况，复原视频的亮度电平将被改变，在图象中留下一个不需要的人为因素干扰。如果经常改变视频倒相的方法(一种为抗扰偷看所要求的情况)，这种人为因素干扰是特别麻烦的。
过去的系统依靠工厂校准来保持系统中反向轴的完整性。这种方法不能令人满意。例如，一些系统可测量同步信号的电平，和“算出”到反向轴的距离。正如那些专业技术人员所知，一个特别方便的反向轴是+30IRE，在同步脉冲顶部(-40IRE)和白色电平峰值(+100IRE)中间，如果在去扰频器处复原信号的正常幅度为1V，则在同步脉冲中与轴之间的电压差是(70/140)×(1V)＝0.5V但是，假设改变调制器的调制深度，使复原信号不是1V，而是以0.9V代替。去扰频器不知道这个变化，所以假设轴离同步头是0.5V，然而，实际上轴离同步头为(70/140)×(9V)＝0.45V去扰频器配置在轴上的误差为0.05V，它能表示相当于7.78IRE的误差，当反而轴有误差时，总的视频误差以两倍轴的误差或15.56IRE表示。
本技术领域的普通技术人员还进一步理解在发射机或接收机中的其它情况(例如漂移)能在反向轴的计算中引起误差。
以前系统的另一个缺陷暴露在CATV系统的开始部分，那里的信号是扰频的。调制器必须使扰频信号加在RF载波上，它包括一个用于使调制信号的峰值包络归一到要求电平的同步脉冲顶部钳位电路，参照图1C或图1D所示，在这些扰频模式中，同步不在所期望的视频信号负峰值处产生，致使钳位无效。以前的系统需要一个用于保持钳位作用的改进型调制器。这种改进一般都比较大，而且要完成这种调制器，制造商的并没有把握。
由于已有技术的缺陷，本发明讲授一种新的改进方法，它使用了通过对视频信号信息的部分倒相进行扰频的视频信号。
与先前技术的视频信号倒相系统相比较，本发明的一个目的在于改进复原视频信号的质量。这包括使视频对输入信号的幅度变化不太敏感，以及对传送倒相信号的调制器的调制深度解调器的解调灵敏度和复原电路的稳定度也不太敏感。
本发明的另一个目的是提供防偷看的附加保密措施，这是通过让扰频电路在多个工作模式上工作来完成的，每个模式都会使常规偷看装置所采用的TV产生不同的反映。
本发明又一个目的在于提供一种改进方法和复原扰频视频信号的装置，而没有替代或改进在CATV工业中目前所采用的调制器。以前的系统有时依靠调制器的重要更改，希望采用一项新技术而使额外的负担加在电缆操作员的身上。
本发明的另一个目的是在同步脉冲期间提供更多的信息，使反向轴能够精确计算。
因此，本发明的一个目的是克服上述经济方面的不足。
图2A、图2B和图2C说明本发明的一个方面的波形。按照本发明的一个新的方面，同步脉冲分成几个部分。一部分同步脉冲可按一个电平发送，例如一般同步脉冲电平-40IRE，另一部分同步脉冲按另一个电平发送，例如+100IRE，它与白色电平峰值相对应。
如图2A所示，同步脉冲第一部分可以按第一电平发送，这里是同步脉冲顶部电平，其时间周期为t1(其中t1＜同步脉冲持续时间周期)，而同步脉冲第二部分是按对应于白色电平峰值的电平发送的，其时间周期为t2(其中t2＜同步脉冲持续时间)。t1和t2的值最好相等，然而t1可以大于t2，或者t2可以大于t1，如果同步脉冲在图2A和图2B所示的两部分中传递，时间t1+t2应等于同步脉冲持续时间。同步脉冲持续时间一般约为4.7μs，但是它可以变化，这对专业技术人员是很清楚的。
在图2B中，t1表示对应于白色电平峰值(+100IRE)的同步脉冲第一部分的持续时间，t2表示对应于同步脉冲顶部电平(-40IRE)的同步脉冲第二部分的持续时间。在这种波形中，同步脉冲第一部分是以比接着的同步脉冲部分电平较高的电平发送的，例如同步脉冲第一部分的电平是峰值白电平，而同步脉中的第二部分以同步脉冲顶部电平发送。这就提供了附加的优点，即使同步脉冲顶部电平被检测到，它也将在时间上延迟，从而产生图形偏移。
一个进一步的实施例，其特征在于提供一个分成三部分的同步脉冲。在这个实施例中，三部分的同步脉冲，每一部分均可按不同于其它两个的电平或一些相等电平发送。借助于该例子，这个实施例的优选形式示于图2C。在图2C中，同步脉冲第一部分是以同步脉冲顶部电平(例如-40IRE)，持续时间为t1发送的，第二部分是以白色电平峰值(例如+100IRE)。持续时间为t2发送的，而第三部分持续时间为t3，按同步脉冲顶部电平(例如-40IRE)发送的。
对于本领域的普通技术人员来说是很明显的同步脉冲可以分成多于三个部分和多于两个电平发送。看上去似乎有无数个部分和电平可以组合和排列，但是根据图中所示的情况避免使用所有的这种组合。
现在，将解释为什么选择+100IRE电平作为传送一部分同步脉冲的优选电平，以及为什么传送一个至少具有同步脉冲顶部电平(-40IRE)和白色电平峰值(+100IRE)信息的分离同步脉冲是一个优点。
+100IRE电平的传送适用于多种目的。第一，在传送信号中提供第二基准电平(同步脉冲顶部电平是第一)，由它去扰频器可计算反向轴的大小。由于反向轴可以涉及白色电平峰值和同步脉冲顶部电平，即使偶然改变解调信号的大小，去扰频器可以根据传送电平计算出一个新的反向轴而没有差误。其次，在同步倒相的情况下，+100IRE基准提供了一个-40IRE基准，由此可见，当根据本发明的一个分离同步脉冲围绕+30IRE轴倒相时，按照+100IRE的同步信号部分现在变成了-40IRE。E象上面所指出的那样，这个基准对于解调器中AGC电路的高效率和适当的操作是需要的。如上所示，这个基准对于调制器的基本部分-钳位的适当操作也是需要的。
提供一个分离同步脉冲的另一个优点在于为了识别同步脉冲，许多电视接收机被设计成需要检测将近整个4.7μs同步脉冲时间的同步脉冲顶部电平。在这些系统中，如果同步脉冲顶部电平不在大约4.7μs内检测，接收机就忽略了这个脉冲，认为它是噪声。这个优点与接收机中同步电路和AGC电路的工作有关，这些接收机是直接接收广播信号，而不是接收来自电缆系统的信号，根据本发明的缩短同步顶部电平脉冲，许多没有认可的接收机是不能同步的。
图2D说明了一个包含有与图2A类似的分离同步脉冲的视频信号波形的例子，那里的视频信号是通过同步脉冲和有效的视频信号两者倒相来扰频的。可以认为同步或视频也能单独倒相的，因为本发明使用了一个分离同步脉冲。注意，现在图2D中第二部分同步脉冲电平是-40IRE，为电视接收机中的AGC电路和调制器中的钳位提供了一个基准。该图也说明了分离同步脉冲的另一个优点。当同步脉冲倒相(有或者没有视频)时，电视接收机仍然可以在同步脉冲顶部电平上找到一个信号，但同步电平的过度时间要比实际的同步前沿推迟。由于这个前沿在显象管光屏上建立图象的水平位置，当扰频模式从倒相同步到不倒相同步改变时，该图象便在屏上水平偏移。偏移时间约为总水平时间63.5μs中的2μs，它表示图象宽度有3%的偏移。这足以产生烦扰的跳变图形，如果选择适当的速率，则图象的清晰度将急剧地下降。
分离同步脉冲可进一步用于各种其它已知的扰频技术中。例如，本发明的分离同步脉冲技术可用于同步抑制、视频倒相、视频倒相和同步倒相、同步倒相、失落场和动态的扰频模式。所列出的扰频模式是通过举例的方法，而且是不完全的。
在本发明的范围内，某些行按没有分离的同步脉冲(标准同步脉冲)发送，而另一些行按分离的同步脉冲发送。同时，某些行可用一种方法分离同步脉冲，而另一些行可用另一种方法分离同步脉冲。例如，某些行可用一个分成两部分的同步脉冲发送(如图2A或2B所示)，而另一些行可用一个不同于两部分的数，例如三部分(见图2C)的同步脉冲来发送。然而，不仅可以在不同行上发送不同的部分数，而且在不同行上发送的几部分电平可以在某些行上变化。例如，采用一个两部分同步脉冲，某些行可以按图2A所示发送，而另一些行可以按不同于-40IRE或+100IRE电平来发送一部分。同样，某些行可以发送第一部分为-40IRE和第二部分为+100IRE的分离同步脉冲，而其他行规定第一部分为+100IRE，第二部分为-40IRE来发送一个分离同步脉冲。也可采用改变部分的数目和使用不同电平的组合。
图1A表示一个视频信号的草图。
图1B、图1C和图1D表示各种形式的扰频视频信号草图。
图2A、图2B和图2C表示按照本发明的教导具有一个分离同步脉冲的视频信号图。
图2D表示具有一个分离同步脉冲的一个扰频视频信号图。
图3是根据本发明的一个能扰频信号的扰频器电路图。
图4A、图4B和图4C是一个用于理解图3工作的定时图。
图5A、图5B和图5C表明一个定时图和视频信号。
图6是根据本发明的一个能对信号去扰频的去扰频器的电路图。
图7是一个用于图6电路图的定时图。
图8是一个根据本发明能扰频信号的扰频器的优选实施例的电路图。
图9是一个用于图8电路的定时图。
图10是一个能用于本发明的调制器的电路图。
图11是一个能将视频信号再倒相的一个CATV置顶变换器的方框图。
图12是一个能用于本发明的一种去扰频器优选实施例的电路示意图。
已经叙述了有关本发明所使用的信号的格式和它的一些优点，现在叙述用于产生分离同步脉冲和用于去扰频的电路。
为了简便起见，先描述用于实现如图2A所示的本发明优选实施例所需要的总体电路。在该实施例中，同步脉冲第一部分电平是-40IRE，同步脉冲第二部分是电平是+100IRE。在对实现同步脉宓恼庵指袷剿枰牡缏方刑致垡院螅迪稚鲜龅钠渌凳├透髦制渌铰龀甯袷蕉枰魇裁锤谋洌舛杂诒玖煊蚱胀际跞嗽崩此凳窍远准摹 图3图示了用一个分离同步脉冲对信号进行扰频所需的具体的基本电路。在现有技术的方法中，将视频信号从适当信号源传送到扰频器中。这种源的例子可以是一个地面接收机，调谐到接收经卫星发送的一个特殊发送通道。例如，一种付款的电影业务(如果信号是通过各种技术编码，以便卫星发送，在加到这种电路之前，它应被译码返回到标准的NTSC格式)。使用钳位电路201，通过一个同步脉冲顶部电平或一个后沿电平，将信号置于预定的常数电压电平。这种电路在现有技术中是众所周知的。
钳位以后，视频信号按一个时间周期加到开关S1。当S1处于如图2A所示的位置A时，输入的视频信号加到开关S1。在与视频信号的有效同步脉冲的有效间隔相对应的时间内，开关S1转到位置B。通过正弦平方滤波器202把开关S1接到开关S2。S2一般处于位置D，相当于S2接到一个表示消隐电平电压(例如OIRE)的位置。为了方便起见，它可以是地。在适当的时间(将在后面描述)，开关S2转到位置E，它相当于S2接到表示同步脉冲顶部电平例如-40IRE的一个电压的位置。在另一个时间(将在以后描述)，开关S2移到位置F，相当于S2接到表示白色峰值电平例如+100IRE的一个电压位置。开关S1从位置A转位置位B，使S1接到S2，从而用按照本发明的分离同步脉冲代替输入视频的有效同步脉冲。
对于其它的实施例，可见到S2以不同的次序接到其它位置(未表示)，就可以把S2接到所要求的其它电压电平。这些开关的移动是受逻辑电路产生的开关控制脉冲控制的，这些控制脉冲与输入的视频信号同步，这个特征将在下面更详细地描述。
开关S1和S2的操作参照图4A、图4B和图4C定时图能很好地理解。在图4A所示的是视频信号的水平消隐间隔105，它与图1A的视频信号相似，使用同样的方法描述相同的部分。在某一预定时间TB，在前沿间隔(104)期间，开关S1由位置A移到位置B，即用根据本发明教导的一个分离同步脉冲代替输入视频信号的有效同步脉冲。这表示在图4B中，图4B是开关S1相对于时间的示意图。当开关S1处在位置B时，它被接到开关S2的输出。开关S1在图4B所表示的水平消隐间隔期间保持在位置Bo开关S2正常地位于位置D。在这个位置，S2连接到对应于消隐电平的一个电压，即对应于OIRE。当S1移至位置B时，由于输入视频信号也在对应于消隐电平的一个电平上，这时观察到的S1(图3的G点)的输出电压没有变化。当同步脉冲顶部的前沿在t0产生时，S2被置于位置E。在该位置，S2接到对应于同步脉冲顶部电平的一个电压，即对应于-40IRE。这就产生了分离同步脉冲的-40IRE电平部分。在ta时间，S2移到位置Fo在这个位置，S2接到对应于白色电平峰值的电压，即对应于+100IRE。这便形成了分离同步脉冲的+100IRE部分。在t0时间，对应于同步脉冲的后沿，S2返回到OIRE电平。在过渡沿时102期间，S1返回到位置A，在那里一直停留到下一个前沿间隔104。
图4B表示达到TB时刻(HBI开始)之前，开关S1处于位置A。在时刻TB，开关S1移到位置B。直到HBI结束，即时刻TA之前，S1还保留在位置B。
图4C表示时间t0之前(输入视频信号同步脉冲的前沿)，S2处于位置D(OIRE)。从时间t0到ta，S2处于位置E(-40IRE)。从时间ta到tb，S2处于位置F(+100IRE)。
在这个例子中，时间t1(图2A)对应于时间周期t0-ta，而时间t2(图2A)对应于时间周期ta-tb。
同时，为实现本发明的这个实施例，在适当的时间仅用一个开关接到+100IRE，而其余时间接到视频，这是可能的，但不是优选的。由于带宽限制，分离同步脉冲的跳变时间必须小心控制。否则，当由RF载波发送信攀保诿恳桓鎏渲薪窳澹饨顾蟮母丛缙绞д妗Ｕ庵终窳宄莆凹妓梗℅ibbs)振铃”，在已有技术中是众所周知的。吉布斯振铃可通过使用图3的开关S1和S2控制，并在它们之间插入一个特别开关的滤波器202，(在电视工业称为正弦平方滤波器或者在数据通讯工业称为提升余弦滤波器。对这些滤波器的描述参照kastelein Arend写的“一种新的正弦平方和条形网络”，IEEE Transactions on Broadcasting，Vol，BC-16，No.4，Dec 1970，P84ff。
返回到图3，信号从S1的接点G被加到已知倒相放大器203，根据加到开关S3的“倒相”信号的状态，可控制全部或部分信号的倒相。这个“倒相”信号可用许多方法产生。例如，可根据与视频信号同步的微处理机中的伪随机算法产生。下面将进一步讨论信号的偏移。当S3处于“+”位置时，输出是从倒相放大器203的部件晶体管Q2集电报取出的，为此信号不倒相。如果“倒相”信号状态需要倒相的话，将S2移到“-”位置，从而信号从倒相放大器203部件晶体管Q1的集电报取出。这样，信号被倒相。
图5A、图5B和图5C的定时图说明了S3的工作仅适用于有效图象倒相的情况。在理解了S3的定时的情况下，适合所有其它可能的扰频模式的S3的情况，对本领域的普通技术人员来说是显而易见的。
图5A表示一个包含类似于图2A的一个分离同步脉冲的视频信号。图5B表示在视频信号的视频部分期间，S3从“+”移到“-”，因此使视频信号的视频部分倒相，如图5C所示。在视频信号的其它部分期间，S3接到“+”位置，因此，这部分信号没有被倒相。
返回到图3，S3的信号在非倒相放大器204中进行缓冲，然后加到调制器。
一个轴信号被加到倒相放大器203晶体管Q2的基报上，以便提供与所要求的反向轴有关的倒相放大信息，一般说来，反向轴是通过将由输入视频信号来的白色电平峰值电压和同步脉冲顶部电压提供到一个象图3的R1和R2表示的电压分配网络求得的，产生这个信号的方法将在下面详细描述。
图6说明可用于去扰频信号的电路。解调器601是置于顶部的终端中的部件，并提供一个基本上等于供给图3调制器信号的基带被扰频信号，由于在传送系统中存在误差，所以其幅度可以改变。
视频信号加到两个并联的视频电路，它还被提供到与扰频器中放大器203(图3)基本相同的倒相放大器603。放大器的输出是根据倒相信号的瞬时状态由开关S1选择的。倒相信号是根据补充传送到去扰频器的信息再现的，例如附在声频载波上。这个方法的实现将在下面描述。接着按照要求再倒相，视频信号送到开关S2，它使同步复原到适当的状态。在除了同步脉冲时间以外的整个视频信号期间，S2接到视频信号。在同步脉冲期间开关S2接到输入视频信号的负电压峰值(例如-40IRE)。
输入同步脉冲时间和反向轴电平的引出是在输入信号流入的第二个通道中通过开关S3处理的。这开关是通过来自补充信息的“门”信号如上述的倒相信号控制的。仅在水平消隐间隔期间关闭S3，并把视频信号接到两个比较器CM1和CM2，比较器CM1检测分离同步脉冲的正峰值，它的工作将在下面进行描述。
如果在CM1的“+”输入端的视频电压小于电容器C1上的存贮电压，CM1的输出V1是低的。当输入电压升到C1的电压，CM1的输出也将上升，足以使C1上的电压等于输入电压。当输入再次降到低于C1的电压时，V1就降到最负的状态，反向偏置CR1使C1与CM1的输出断开。这个原理在图7的定时图中用V1线表示。它表示了仅在分离同步脉冲状态为+100IRE期间，V1趋向正的。(回忆有效图象期间S3是开启的，以防止V1在发送+100IRE视频信号时变高)。
除了准备检测负的分离同步脉冲部分之外，比较器CM2的工作与CM1相同。于是，电容器C1和C2分鹬 100和-40IRE电压。反向轴由这两个电压通过包括比较电阻R1和R2的，电压分配网络602算出。由于一个典型的工作点是正好在+100IRE和-40IRE(在+30IRE)之间的反向轴上，R1和R2一般为相同值，虽然，其它值也是可能的。当认为+30IRE是反向轴的优选值时，在某些条件下，另一些轴是合理的，而且是有利的。R1和R2之间的结点电压表示反向轴，并加到倒相放大器603的晶体管Q2的输入。
图8表示扰频器的一个优选实施例，例如，基带视频由地面站接收机提供，一个相位补偿低通滤波器801是用于减小在4.5MHz附近的视频信号的能量，在那里以后可能影响定时信息的复原。低通滤波器在现有技术中是已知的。信号从低通滤波器加到在现有技术中也已知的同步分离器802，它提供许多信号以同步扰频器的工作。同步分离器和译码逻辑线路402是由振荡器和分配器组成的，其输出对于输入视频的水平同步是相位同步的。通过对分配器链的各种读数的译码(用已知的方法)，用于控制各种电路元件所必须的定时信号被产生出来。这些定时信号包括，但不受限制，确定水平消隐间隔的开始和结束信号、水平同步脉冲顶部的开始，中间和结束信号，以及被加到声频载波上的以同步去扰频器的定时脉冲。
视频信号也加到视频AGC环，它的一个目的是根据同步脉冲顶部的幅度将视频电平归一化。这种AGC电路在现有技术中是已知的。这不是扰频过程本身的一部分，而是对它的调节有用，因为视频信号电平按另一种方式，必须人工地匹配到适合扰频过程所用的电平。信号增益可自动调节，以致同步脉冲顶部在其输出端保持在常数电平。在传输链中AGC电路没有试图去校正有效视频的信号电平，因为这样做比如会使暗景变亮。现在将说明AGC电路的工作。
视频加到受电压源控制的可变衰减器803，这个衰减器用于控制视频的幅度，全部过程将要解释。从衰减器来的视频信号在放大器805中缓冲，并且电容耦合到钳位电路806。钳位能较好地强制后沿时间的视频信号为OV。在后沿期间，来自同步分离器和译码逻辑线路802的定时信号使开关S1关闭。通过并联谐振回路C1-L1把视频信号接地。该电路谐振在3.53MHz，并用来防止彩色付载波脉冲与地短路。视频信号加到取样和保持电路S2和C2。在同步脉冲顶部期间，来自译码逻辑电路802的信号使S2关闭。于是同步脉冲顶部电平保持在电容C2上。它在放大器407中与倒相输入端上的基准直流电平进行比较。该基准电平由齐纳二极管D1得到。放大器807输出控制衰减器803的增益，以致保持在电容器C2上的同步脉冲顶部电平始终等于倒相输入端上的基准，与输入视频无关。
由齐纳二极管建立的电压作为同步脉冲顶部电平V-40供给开关S3，并将是用于产生分离同步的一部分信号(参照图9定时图能很好理解开关的工作，值得注意的是，在图3、6和9中对应的开关没有同样标示)。该电压(V-40)也是由倒相放大器808放大，最好有-2.5的增益，以使它的输出为+100IRE(V100)。在控制来自802译码逻辑电路的定时信号的情况下，S3的输出送到S4，S4选择S3的电平为-40或者+100IRE，或者是消隐电平(OV)。S4的输出就是该分离同步脉冲(负的视频)，在从前沿到过渡沿的时间期间，它是经S5加到输出的，正象图9定时图中所示。在送到开关S5以前，来自S4的分离同步脉冲在正弦平方滤波器中滤波。
在从前沿到过渡沿区部分时间内，开关S5连接到上述所产生的分离同步脉冲，除此之外，开关S5连接到来自缓冲放大器809的视频。这可从图9的定时图中进一步可见。因此，在标记A处的输出是用根据本发明的分离同步脉冲代替输入同步的AGC′d视频信号，在本实施例中，这个视频信号送到联动开关S6，根据由同步隔离器和译码逻辑电路802提供的“倒相”信号的状态，S6又将视频信号送到视频运算放大器802的倒相输入端或不倒相输入端。图9定时图表示水平消隐间隔被倒相的一种情况。
在图10中所示的另一种通过把定时脉冲置于声频载波的方法。视频运算放大器802的分离同步视频信息送到调制器的视频输入端，并且由延迟预失真滤波器1001接收，它是电视调制器的标准体，并用于补偿一个平均电视接收机中的延迟。其次，当同步脉冲顶部被发送时，钳位电路1002是用于使调破鞑愣ǖ氖涑龉β剩饩褪乔弧Ｎ颐窍Ｍü褂梅掷胪叫藕乓员Ｖず鲜实墓ぷ鳌Ｈ缓笮藕偶拥绞悠档髦破 003，其输出是一个中频信号，它被任意地(不是优选)送到扰频器，根据已有技术在那里加进同步抑制。然后，信号返回到调制器，进一步滤波，并且与音频载波合并后转向输出频道。残留滤波器1007也被提供了，其结构和原理在现有技术中都是已知的。
音频载波由FM调制器1004产生，它根据已知技术工作在4.5MHz。该信号转送到声音IF(一般为41.25MHz)，并送到扰频器，在那里定时脉冲用已知的方法进行幅度调制。置在声音载波上的定时信息可扩展，以控制视频再倒相所需的定时信号的插入。为此，附加信息与定时脉冲交错发送作为扰频模式(同步抑制、有效视频倒相、同步倒相或其它)。发送模式信息的方法是按照Mobley在美国专利No.4，471，380所公开的方法。在发送模式后，去扰频器中的电路把定时信息译码加到视频倒相或同步抑制之一，直到扰频器送出更新模式的信息。同时，倒相视频和抑制同步是可能的模式之一，然而本发明没有对此进行限制。
图11表示根据本发明教导的原理建立的置于顶部的变换器。这种型式一般称为基带置顶变换器，因为它包括一个使视频为基带的解调器1104和一个使音频为基带的解调器1109，它们工作在各个信号上，然后在调制器1110中把它们再调制成一个新图象载波。
在工作中，来自电缆的RF信号进入上/下变换器1101，它是一个用于将所选择的电缆上的大量电视信号之一变成中频的调谐器。用于1102中的图象载波通常为45.75MHz，然后分成两个通路一个用于图象信号的复原，另一个用于声频信息的复原。
图象通路首先加到开关型增益衰减器1103，如果这样发送，它的目的是复原被抑制的同步。衰减器受定时复原电路1108的信号控制。IF信号从衰减器送到解调器1104，它是现有技术中已知的。解调器的输出被送到视频再倒相电路1105，这在上面已叙述并在下面作更详细描述。这些电路的工作也由定时复原电路1108控制。在再倒相以后，视频信号传送到调制器510，以便传送到电视机。
声频通道首先由载波差拍检波器1106组成，按照Mobley在美国专利No.4，567，517中所公开的，它将图象和声频载波之间4.5MHz间隔用于复原声频载波。载波差拍检波器的输出首先送到幅度调制检波器1107，把定时信号送到定时电路。载波差拍信号也可加到用于复原声频信息的FM解调器1109。在送到调制器1110前，声频信号可通过音量控制1111调节(通常通过微处理器控制)。
任意地，正好在调制器前的视频和音频可送到用于直接接到监视器和高保真度系统的基带连接器，而不需要对RF再调制。
图12表示一种去扰频的优选实施例。来自解调器的基带视频送到电平移位器1201，它用于将视频所具有的直流电位(这是解调器工作的结果)，用现有技术的方法，变换成一个范围内，以便更有利于后续电路的工作。然后该信号被送到“+”和“-”峰值检波器(图6的CM1和CM2)。“+”峰值检波器表示为1202，“-”峰值检波器表示为1203，两个检波器的工作相似，因而仅对“+”检波器的工作予以详细解释。
峰值电压保持在电容器C340上，并且提供一个由Q322和Q323组成的比较器的输入。一般在Q323的基极上的视频信号电位比在Q322基极上的电压低。在这种条件下，Q323截止而Q322在它的放大区里。当Q323的基极电压力求上升到高于Q322的基极时，Q323开始导通，集电极的电压下降。同时，Q322集电极电流下降(因为两个极电极总电流必须首先通过R359，因此必须是常数)。这使Q322集电极电压上升。当Q323集电极电压下降和Q322集电极电压上升时，Q318便开始导通。使C340充电，直到达到平衡条件为止，即Q322基极电压等于Q323基极上最大正电压。
当Q323开始导通时，它的集电极电压下降，Q324也导通，由于没有电阻，因此在它的基极出现饱和。在它的集电极上产生一个正向脉冲，此时，它表示存在的正峰值脉冲用“+”峰值检波器检测。这个通路将在下面说明。
为了抑制在视频中峰值的检测，该峰值在幅度上可以等于同步脉冲“+”部分，使用了一个门脉冲，它从定时电路(未表示)通过一个延迟(VR303和C342)加到晶体管Q314，除了在水平消隐间隔期间，该信号不能使“+”和“-”峰值检波器工作。晶体管Q301(图的左上)通过连接它的基极到地的一个100k电阻R310的基极电流而导通。当Q301导通时，Q323集电极短接到+12V，使Q318和Q324保持截止。当门脉冲(+向)出现时，通过C343和R307使Q301截止，允许其它晶体管工作在上述情况。
“-”峰值检波器的工作与“+”峰值检波器的工作类似，由于增加了Q321，在送到Q324以前，使“-”峰值信号倒相。这样Q321和Q324形成如图6所示的逻辑功能604。在Q324集电极的信号就是鉴别需要被复原的同步脉冲时间的信号，由它操作图6中开关S2。一个更实用的晶体管可补充到这个电路。分离同步脉冲不能立即从-40到+100IRE过渡，正如上面所述。需要过渡时间约为250-300ns。现在我们停止描述上面电路，Q324的集电极应返回到地，表示没有同步，在过渡时间期间，导致后面的同步复原电路的工作不正常。为防止这一点，被加到Q324集电极的晶体管Q350与Q324一起形成一个时间间隔范围，通过它的基极分量确定，约为同步脉冲顶部长度(4.7μs)的3/4。只要使Q324的集电极趋向正，表示达到了同步脉冲顶部，附加的晶体管Q350导通，使Q324的基极位低，加强了后者的导通状态。在约3ms以后，150pp电容器充电，附加晶体管Q350截止。此时，分离同步脉冲已达后半部分，Q324保持导通直到它结束。于是，在分离同步脉冲两半期间，Q324的集电极都是正的。
轴电压按图6中R1和R2的结点得出，在图12中是由电位差计VR304(图的左中)的滑针上获得的。“+”峰值和“-”峰值电压分别贮存在C340和C342中，分别从晶体管Q322和Q305的发射极取得，以提供缓冲阻抗。该电压能直接取自两个电容器，如图6所示，然而由于在垂直消隐间隔期间两个电容器上需要保持一个恒定电压，所以，所用的电容器值必须更大，在图12中所选择的点是优选的。
图3表示通过在倒相放大器603中从一个集电极转到另一个集电极的倒相作用。在图12中所用的是与图11所示的用于扰频器倒相的技术相类似。该信号仅从晶体管Q327(右上角)一个集电极取出，而倒相是通过交换在有效视频和轴电压之间的两个输入来达到的。开关是直接在差分放大器下面的U304的两段中进行的。
在图12中实现同步复原的方法有所不同，其中分离同步取样和保持(图6中CM3)不用于保持倒相的同步峰值电平。而是从峰值检波器(已描过)来的同步电平在Q325(图的中心)进行缓冲，以补偿Q305的基-射电压。同步电平通过U304较低段被输入视频置换，它是通过上述Q324集电极的同步信号控制的。通过CR315(右下)控制倒相的两个开关段在同步脉冲期间被强制到非倒相状态。
视频倒相信号由图的左下方输入，相当于图6的倒相信号，它在VR301和C337中延迟，同时在逻辑(没有表示)电路中受到一些延迟。延迟的原因是视频在解调器1104中受到了延迟。延迟是由解调器部分的SAW滤波器产生的。晶体管Q326将定时逻辑电路的0到5V逻辑电平变换成用于开关工作所需的+5V到+12V电平。
权利要求
1.在视频信号发送系统中，其中上述视频信号至少包括一个视频分量和一个同步脉冲分量，发送上述同步脉冲的一种方法包括以下步骤以第一预定电压电平发送第一同步脉冲部分；和以第二预定电压电平发送第二同步脉冲部分。
2.根据权利要求1所述的方法，其中上述视频信号包括一个表示最大视频信号值的白色电平峰值和一个表示最小信号值的同步脉冲顶部电平，其中上述的第一预定电压电平基本上等于上述白色电平峰值或者上述同步脉冲顶部电平之一，以及上述第二预定电压电平基本上等于上述白色电平峰值或者上述同步脉冲顶部电平中的另一个。
3.根据权利要求1所述的方法，该发送步骤还包括在一个第三预定电压电平上至少发送第三个同步脉冲部分。
4.根据权利要求1所述的方法，其中上述第一同步脉冲部分在一个第一预定时间间隔发送，并且上述第二同步脉冲部分在一个第二预定时间间隔发送，这里，第一和第二时间间隔之和小于或者等于4.7μs。
5.根据权利要求1所述的方法，其中上述视频信号是通过围绕着扰频器中一个预定的反向轴将至少一部分上述视频信号进行倒相来扰频的，并且，上述扰频的视频信号是通过围绕着去视频器中算出的反向轴再倒相进行去扰频的，其中上述计算出来的反向轴是从上述第一和第二预定电压电平得出的。
6.根据权利要求5所述的方法，其中将上述第一和第二电压电平平均得到上述反向轴。
7.在视频信号传送系统中包括一个视频信号发送器和一个视频信号接收器，其中上述视频信号至少包括一个同步脉冲分量和一个视频脉冲分量，一个用于把上述同步脉冲分量分为多于一个部分的设备，其中每一部分可以用一个预定的电压电平发送，上述设备包括用于在第一开关位置和第二开关位置之间选择开关的第一开关装置;用于至少在第三开关位置和第四开关位置之间选择开关的第二开关装置;其中上述第一开关位置对应于一个使上述第一开关装置能接收上述视频信号的位置，上述第二开关位置对应于一个使上述第一开关装置能够连接到上述第二开关装置输出的位置;上述第三开关位置对应于一个使上述第二开关能够连接到上述预定的电压电平之一的位置，上述第四开关位置对应于一个使上述第二开关装置能够连接到上述预定电压电平之一的位置;和此外，其中上述第一开关装置基本上在除了同步脉冲分量期间以外的整个视频信号期间处于上述第一开关位置，并且上述第一开关装置基本上在上述视频信号的同步脉冲分量期间处于上述第二开关位置。
8.根据权利要求7所述的设备，其中上述第二开关装置还能选择地变换到一个第五开关位置;和上述第三开关位置相对于一个使上述第二开关装置能够连接到上述视频信号的一个同步脉冲顶部电压电平的位置;上述另一个开关位置对应于一个使上述第二开关装置能够连接到上述视频信号的白色电平峰值的位置;并且上述第五开关位置对应于一个使第二开关装置能够连接到上述视频信号的消隐电压电平的位置。
全文摘要
本发明公开一种新的改进了的扰频电视信号的方法，它通过把同步脉冲分成几个部分，而且从预定的电平发送每一部分的同步脉冲使电视信号倒相扰频。它与其他视频倒相系统相比较，改进了复原视频的质量，使视频对带有倒相信号的调制器的调制深度不是很敏感，并且对解调器的解调灵敏度和复原电路的稳定度也不太敏感。本发明进一步提供了防偷看的附加加密措施，这是通过让扰频电路工作在不同模式上来完成的，其中每一种模式将使常规偷看装置所采用的电视机产生不同的反映。
文档编号H04L12/56GK1038385SQ88109258
公开日1989年12月27日 申请日期1988年10月27日 优先权日1987年10月30日
发明者詹姆斯·O·法马, 布莱尔·J·肖杜斯基, 约瑟夫·G·莫布利, 格雷戈里·C·科尔, 约翰·E·图布林, 罗伯特·O·班克, 兰马·韦斯特 申请人:亚特兰大科研公司