专利名称：无线电发射机中末级放大器非线性的补偿方法
技术领域：
本发明涉及一种对采用线性数字正交调制的无线电发射机中末级放大器的非线性进行补偿的方法。此种无线电发射机可在例如移动式电话技术中的移动式电话部件内用来向基地台发送数字化的语言、数据和控制信息。
移动式电话技术中移动式电话机的无线电发射机具有小型的、节省空间的结构。其所要发送的信息信号(数据、语言、控制信号)是被调制到具有某一给定角频率ωc的载波上的。其所使用的调制方法就是所谓正交调制法，也就是，把该载波分解成两个互相正交的分量，即sin ωct和cos ωct;然后例如用四相移相键控法(QPSK)对于这两个正交分量以信息信号相位的正弦和余弦分量进行调制。该信息信号包含在一种以“1”和“0”的比特流出现的数字信号中。在四相移相键控的情况下，二进制“1”相当于所述被发送的无线电信号的正向相位变化或正向相位移，而“0”相当于所述被发送的无线电信号的负向相位变化或负向相位移。这些相位变化总是从前一比特的相位开始的;因此在滤波以后，被发送的无线电信号的相位将是连续进展而不是突变的。
因此，为了形成所要发送的无线电信号r(t)，就有必要形成某一给定相角(＝相位变化)的正弦值和余弦值，在调制过程中这些值被投影到两个载波分量上。这两个值被称为正交分量，通常分别把它们标定为I和Q。大家知道，用具有若干存储器的波形发生器对于某一给定的相位变化来形成这些分量。例如，美国第4，229，821号专利说明书中描述了一种包括两个分别用于sinφ和cosφ的查表存储器的波形发生器。这两个存储器可由具有表内某一给定比特数的信号向量α寻址，该比特数取决于低通滤波器(即预调制滤波器)脉冲响应的持续时间。脉冲响应的持续时间通常是被截断到某一给定比特数的，该数取决于被发送的无线电信号的所需质量。
在发射机中，调制器电路的后级是末级放大器，它的作用是把该无线电信号r(t，α)放大到某一给定功率，以便从移动式电话的发射机天线上发送出去。由于所应用的正交调制过程是线性的，也就是，被发送的信息将会同时影响该无线电信号的幅值和相位，所以末级放大器的增益也必须相对于幅值和相位都是线性的。
通常由末级放大器组成的发射机最后一级是C类放大;也就是，在静止状态下，它的晶体管电路是被偏置到位于集电极电流截止点以下的。但是，这意味着，将使输入信号的正交分量失真，因为该放大器并未工作在线性范围内。因此就必须相对其缺点权衡使该放大器工作于C类区的优点(电效率高)了。本发明利用了包括有上述表格单元的波形发生器，以便形成所述正交分量，也就是后面准备放大的信号。通过变更存储于各表格单元中的数字值，就可补偿该未级放大器的非线性。
同时，本发明方法以后面权利要求书的权利要求1的特征为特征，即在所述存储器ST，CT中，为各不同波形而存储的数字值I(t，α)，Q(t，α)都可随末级放大器的传输函数而变更，从而可得到能够对该无线电信号在正交调制过程中的波形非线性进行补偿的新数字值i(t，α)，q(t，α)。
现在，将参照各附图对本发明进行更详细的描述。
图1是采用数字调制的无线电发射机理论模型的框图;
图2是应用本发明的无线电发射机中已知类型的波形发生器框图;
图3是说明无线电信号相位的正交分量图;
图4a至4c说明按时间变化的无线电信号中正交分量的各种位置;
图5是根据本发明方法的硬件解决方案框图;
图6是对可以应用本发明方法的另一种(与图2所示不同)的波形发生器进行说明的框图。
图1是正交调制器的简化框图。将输入信号加到不归零(NRZ)转换器1上，以便形成一种二进制编码信号。具有低通特性的预调制滤波器2可产生一种具有给定长度的脉冲响应，该长度由所发射的符号个数来确定，这种符号在每一瞬时被及时存储在后继的正交调制器3中。下面将参照图3和4对调制器3进行描述把末级4连接到该正交调制器的输出端和发射天线5的输入端上，以便向天线前级的无线电信号提供足够的能量。
调制器3就是所谓的QPSK调制器，它可用来把信号分解成各正交分量。这些分量由该无线电信号在某一假想的载波sin ωct和经相移90°的cos ωct上的投影组成，其中ωc是该载波的角频率。所述正交分量或正交信号具有某一低通特性，并组成基带信号。
在理论上，QPSK具有无限的带宽。在实际应用中，该调制过程总是借助图1中所示的预调制滤波器2，与某种形式的预滤波过程互补的。
在利用后继的调制过程将信号分解成正交信号之前，产生QPSK信号的传统方法是把二进制信号加到由数字触发器和模拟滤波器组成的阵列上。图2说明带有查寻表和移位寄存器的QPSK发生器，移位寄存器的长度等于用以进行QPSK的比特数(等于2)。该移位寄存器由几个触发器D1-D8组成，该数目等于相关于预调制滤波器的脉冲响应而需要存储的符号数。就目前情况而言，每个符号由两比特组成，而其符号数则等于8。因此在目前情况下，该预调制滤波器的脉冲响应就被截断到相当于8个符号的持续时间的长度。该脉冲响应的长度是由对所发生的无线电信号的质量要求所确定的。将一个可存储由此刻所存储的符号组成的各波形的输出点的可逆计数器QM终接到该移位寄存器上。这是必要的，因为信息是用状态的变换来传输的，而不是用在I-Q平面上的绝对位置来传输的。因此，在一个符号区间TS期间内，该移位寄存器D1-D8和存储计数器QM可存储由所关联的及其最邻近的符号组成的信号向量α和表示该相位起始点的值。
图3是准备以某一绝对大小(幅值)R(t，α)和某一相角φ(t，α)而发送的任意无线电信号r(t，α)的旋转向量图。把该无线电信号分解成两个正交分量I(t，α)和Q(t，α)，后二者分别组成载波分量中两个载波分量cos ωct和sin ωct的“投影”，以及相移了90°的相位。把所有可能的信号向量α的正交分量I(t，α)和Q(t，α)分别存储在图2所示的调制器中的表格单元ST和CT内。下面的关系式可求出该无线电信号r(t，α)r(t，α)＝R(t，α)·cos〔ωct+φ(t，α)〕
其中
，以及φ(t，α)＝arg〔I(t，α)+jQ(t，α)〕图4a至4c说明对应于三个不同信号向量α1、α2和α3三个不同的无线电信号r(t，α)，这些信号向量都是从移位寄存器和计数器QM发出的。每一个信号向量表明表格单元ST和CT中的两个正交分量I(t，α)和Q(t，α)。把这些分量分别作为正弦和余弦波形存储在这些表格单元ST和CT中。借助于计数器SR，把这些波形采样按顺序提出来，并把从而取得的数字值加到数-模转换器DAC1、DAC2上。然后在乘法器M1、M2中对于载波分量进行调制和在加法电路ADD中进行相加之前，在滤波器FR1、FR2中对这些信号进行低通滤波。
如果把预调制滤波器的脉冲响应hT截断到某一给定长度NI·TS，其中NI是一个整数，TS是符号时间，同时，如果已截断的脉冲响应的中心是在t＝0处，并且具有从-TSNI/2到+TSN2/2的传播时间;则可得到下列正交分量的表达式
显然，根据上式，I(t，α)和Q(t，α)分别作为余弦和正弦波形存储在相应的表格单元ST和CT中。
上面所描述的调制方法是线性的，也就是，输入信号向量α和输出信号I(t，α)同Q(t，α)之间的关系呈现出线性特性。然而，这就意味着，在表格单元后级所包含在发射机中的各单元也必须是线性的，这也是为了保证维持输入信号向量和输出信号之间的关系、同时从而避免降低质量和干扰其他用户的。特别是获得一个线性末级放大器F(图2)会有问题的。根据本发明而提出的方法可不顾末级放大器的线性化问题，而是用表格单元ST和CT来尽量补偿此种非线性。
如果末级对输入信号幅值为R1、其相角为φ1的传输函数是HR和Hφ;则就输出信号而言，可用下式R2＝HR(R1)·R1φ2＝Hφ(R1)+φ1HR和Hφ的倒数可写为R1＝H-1R(R2)·R2和φ1＝H-1φ(R2)+φ2其中H-1R＝1/HR，以及H-1φ＝-Hφ可通过对给定数目的输入信号R1测量若干输出信号R2来计算出反传输函数H-1R和H-1φ，再组成静态、与时间无关的函数。
为了从失真的末级放大器F获得正确的输出信号，有必要根据图3用H-1R和H-1φ变更查寻表ST和CT的内容。这是根据下面的关系式通过运算实现的
其中i(t，α)，q(t，α)是打算取代原来波形值I(t，α)，Q(t，α)的、已变更的波形值。
由于HR和Hφ是静态的与时间无关的函数，所以可以把它们作为给定末级放大器的传输函数存储在表格单元ST和CT中。
根据上面所述，就可根据下列关系式算出给定信号向量α的R值
由于该信号向量的I(t，α)和Q(t，α)是被存储在相应的表格单元ST、CT中的。因此，如果R已知，则HR和Hφ同时还有H-1R和H-1φ都可算出。这就可根据上列关系式(1)算出该信号向量α的新系数i(t，α)和q(t，α)。
因此，如果要计算给定信号向量αK的波形，则在相应的表格单元ST和CT中变更内容I(t，α)和Q(t，α)的步骤如下1.根据上列关系式(2)，从信号向量αK的未变更值I(t，α)，Q(t，α)中算出幅值R。
2.算出对于R值的传输函数HR(R)和Hφ(R)的值，其中R值是根据步骤1所算得的。传输函数HR(R)和Hφ(R)是根据测量数据算出的，并把它们存储在相应的单元CT和ST中。
3.根据上列关系式(1)算出已变更的新值i(t，αK)和q(t，αK)。在整个采样期间0≤t＜TS内，把这些新值存储起来。
4.在符号期间0≤t＜TS内，在各采样时间点t1、t2、……上，用已知方法对新值i(t，αK)，q(t，αK)进行采样。
5.按照图2，把已经采样的数字值传送到数-模转换器DAC1、DAC2，再送到其余各单元上。
6.当从寄存器D1-D8和正交存储器QM来的新的信号向量αK+1出现在表格单元ST、CT的输入端上时，重复进行上述步骤1至5。
图5是简化框图，它说明影响存储在表格单元ST和CT中的正交分量I(t，α)，Q(t，α)的变更的那些存储器和运算单元。
未变更(原来)的I(t，α)和Q(t，α)值都是在给定的采样时间点t＝t1上从输出总线b1上取得的。把这些值送到计算
把算得的这个值R(t1，α)送到两个存储单元MH1和MH2中去寻址。存储单元MH1存储着大量被送到末级放大器F上的不同输入信号R的放大系数HR(R)的倒数值，即H-1R(R)。通过对放大器F进行测量，就可得到各HR(R)值，并且根据上述，可组成R的静态、与时间无关的函数。存储单元MH2储存了具有该末级放大器F的相位特性的对应值Hφ(R);Hφ(R)同HR(R)一样，也是静态、与时间无关的。于是，存储单元MH1、MH2就组成可寻址的静态ROM。
将存储单元MH2中已寻址的Hφ(R)值送到表格单元MS上，以计算sinHφ(R)和cosHφ(R)。将这两个值送到表格单元ST和CT上，并按照上列关系式(1)乘以未变更的值I(t1，α)、Q(t1，α)。同时，将H-1R(R)值送到存储单元MH1上，并按照(1)乘以I(t1，α)，Q(t1，α)。
当在t＝t2时进行下一次采样(除了对于相同的符号向量α以外)，MR单元被再次寻址，并以上述方式算出在t＝t2时的、已变更的i(t，α)、q(t，α)值。同时，将i(t1，α)、q(t1，α)值送到总线b2上的数-模转换器DAC1、DAC2上。
对于具有图6所述结构的正交调制器来说，也可应用上述补偿非线性的方法。在此实施例中，已将波形发生器的各表分成若干分表一个I表，一个Q表(都是简化方式的)和2个互相等同的波形表SV和CV。在此实施例中，表ST和CT中的系数都是按照上述方法变更的。
权利要求
1.一种对末级放大器(F)中的非线性进行补偿的方法；该末级放大器对输入无线电信号的幅值和相位分别具有传输函数HR、HΦ，同时该末级放大器是包括在正交型线性、数字调制的无线电发射机中的；这种正交调制是以查表和模-数转换为基础的，查表和模-数转换含有寄存器装置(BHR，QM)，所述寄存器装置的功能是存储送到所述无线电发射机上的信息信号的瞬时相角和累计相角的二进制值，以便一起形成一种具有给定长度的信号向量α，所述长度取决于无线电发射机中预调制滤波器脉冲响应h(t)的长度；并含有存储装置(ST，CT)，存储装置的功能是存储那些正交分量的正弦波形和余弦波形的数字值(I(t，α)，Q(t，α))，所述存储装置(ST，CT)是利用投影在两个载波分量(sinωct、cosωct)上的信号向量来寻址的；还含有乘法器和加法装置(M1、M2、ADD)，它们根据所述载波分量和所述正交分量而形成已正交调制的无线电信号r(t，α)；这种方法的特征在于为不同波形而存储在所述各存储装置(ST，CT)中的数字值(t,α)都是取决于末级放大器(F)的所述传输函数HR和HΦ而变更的，因此，对于所述波形获得了新的数字值(t,α)这种新的数字值取决于正交调制，来补偿无线电信号的所述非线性。
2.按照权利要求1的方法，其特征在于从原来的数字值I(t，α)，Q(t，α)形成一种可给出已正交调制的无线电信号绝对值｜r(t，α)｜的值R(t，α);可寻址地存储末级放大器(F)传输函数HR和Hφ的多个数字值;利用所述算得的R(t，α)值寻址所述传输函数HR和Hφ的已知值，以此来获得具有与末级放大器幅值相关的第一值HR(R)和与该放大器相位相关的第二值Hφ(R);以及使所述第一值HR(R)和所述第二值Hφ(R)的正弦和余弦分量乘以原来的数字值I(t，α)和Q(t，α)，这样使得所述存储装置(ST、CT)中所得到新的、已变更的数字值i(t，α)和q(t，α)具有某一绝对值，该绝对值等于原来的数字值乘以系数1/HR(R)后的绝对值。
3.按照权利要求2的方法，特征在于从下列关系式求得各波形新的、已变更的数字值i(t，α)，q(t，α)i(t，α)＝H-1R(R)〔I(t，α)cosHφ(R)-Q(t，α)sinHφ(R)〕q(t，α)＝H-1R(R)〔I(t，α)sinHφ(R)+Q(t，α)cosHφ(R)〕其中，Hφ(R)和HR(R)分别是与末级放大器(F)幅值相关和相位相关的所述已寻址的值。
全文摘要
一种对末级放大器非线性补偿的方法，该放大器在正交型线性、数字调制的无线电发射机中，并对幅值和相位具有各自的已知传输函数HR和HΦ，其中的表格单元(ST，CT)存有正交分量的数字正弦和余弦值。依此法，经对存储单元(MH1、MH2)寻址，算出对于已正交调制的信号r(t，
文档编号H04L27/20GK1053719SQ9110038
公开日1991年8月7日 申请日期1991年1月22日 优先权日1990年1月22日
发明者比约恩·O·P·埃克隆德, 拉斯·A·荣松 申请人:艾利森电话股份有限公司