语音数字化的设备和方法

专利名称：语音数字化的设备和方法
技术领域：
本发明涉及语音信号的模/数(A/D)和数/模(D/A)转换。更具体地说，本发明涉及脉冲编码调制(PCM)的电话传输和交换系统以及无线电话系统中的数/模和模/数转换器，在这些系统中语音或无线电信号至少有一部分是以数字形式在数字信号处理器(DSP)中处理的。
模/数转换的目的是从例如话筒那里接收一个模拟的声源信号并把该信号转换成数字采样流以输入到DSP中。数/模转换器则从DSP接收经过处理的数字采样并把这些采样转换成模拟波形以便驱动例如一个耳机。
大规模生产的设备，如电话机或蜂窝无线电话机为了经济的原因而利用专用集成电路(ASIC)芯片，在这些电路中模/数和数/模转换过程是合并在电路芯片所执行的许多功能之中的。这些芯片表现出很低的对功率的需求，消耗很少的电功率，这是很有好处的，特别是在例如用电池供电的手持式无绳电话中更如此。本发明提供一种语音数字化用的改进了的低功耗技术，它适合于在硅芯片上大规模集成之用。
为了对模拟的语音信号进行数字化使用过两种主要的技术。它们是逐次二进制逼近技术和过采样Δ-∑调制技术。
在逐次逼近模/数转换器中，一个模拟输入信号的采样首先和一个相当于所要求的数字表示的最高位(MSB)的位置为“1”而其余各位都是“0”(100000…)时的模拟电压相比较。如果输入电压大于该模拟电压，则在该最高位的位置上需要一个“1”。相反，如果输入信号电压小于该模拟电压，则最高位为“1”就太大而需要一个“0”。根据这次比较，最高位被置成A并且产生一个相当于数字代码(A100000…)的电压。如果输入电压大于这个数字代码，则在第二最高位位置上需要一个“1”，否则需要一个“0”。把这一判定称为B，这时就要产生一个相当于代码AB10000…的电压并和输入信号相比较，以此类推。
逐次逼近技术的主要缺点在于模/数转换器内必须带一个数/模转换器，后者必须能产生相当于所有可能代码的电压，而且对于高于8位转换精度的情况时，要求能够区分10000000…和01111111…的电压精度将变得太高了。在语音应用中，典型的要求转换精度为13位，才能包括不同的说话人员的全部动态范围而同时保持足够的质量要求。13位的精度要求电阻器有极高的精确性(例如0.01％)。对于在所要求的硅片集成电路中能产生其他性能所需的工艺过程来说，目前还不能实现这样的技术。
第二种经常使用的熟知的技术被叫做过采样增量或Δ-∑调制。这种技术避免了对精确元件值的需要。过采样增量调制包括对一个积分器输出的电压(即电容器上的电荷)和输入信号电压进行比较，并产生“上一位”(1)或“下一位”(0)的判定。然后积分器(电容器上的电荷)按一定的阶梯递增或递减使它能跟随输入信号。将＋阶梯值或－阶梯值的阶梯加到积分器上去。它是一个“模拟”信号(虽然它也可看作是二进制数字信号)但它不是一个平滑的波形。Δ-∑的模/数和数/模转换都以此方式工作。通过传送上/下阶梯并把它们加到一个远程的积分器上，可以产生同样的电压波形以表示包含在位流中的信息。
在数字化中由于高的位速率的增量调制所固有的量化噪声每当位速率(上/下阶梯的速率)加倍时就减少9dB(分贝)。如果加到积分器的阶梯的频率加倍，则为了跟随相同的信号变化速率，各阶梯的阶梯值就可减半。这样，阶梯状的信号以加倍的逼近程度跟随输入信号，其结果是得到6dB的改善。此外，阶梯状的信号对输入信号的偏差也以双倍频率发生，使得量化噪声分布在双倍宽的频带内，从而至多只有一半是重叠在信号的频谱范围之内的。在这个范围之外的噪声可以用一个低通滤波器消除，因为这个滤波器只通过所需信号的频谱而不通过阶梯噪声的较高频率分量。这个附加因素可获得另外的3dB，从而使总的质量改进在位速率加倍时可达到9dB。
根据过采样增量调制的数字化过程的方块图示于

图1中。输入的语音信号加到比较器1的一个输入端，而积分器2的输出则加到它的另一个输入端。比较器的输出是一个二进制的高/低判定，并由高速率的增量调制时钟同步输入到触发器3中，这个时钟速率为所需的最后输出采样率的N倍。上/下判定控制开关4以选择加到积分器2上的电压为正还是为负而使得积分器能以阶梯状的方式跟随输入信号。与此同时，上/下判定还加到数字积分器5使得它的输出值也以同样方式跟随，但是用信号的数字表示输出。数字积分器5的瞬时值随时钟的每一节拍而变，它是所需的输出采样率的N倍。这些值被加到一个数字低通(或分样，即decimating)滤波器6，它消除掉在N个相继的时钟节拍周期中快速变动的值而允许它以较慢的、合有最高为3.4千赫的语音频率进行变化。在数字低通滤波之后，就可以用所要求的采样频率即每秒8000次采样对该值进行采样，以满足不损失信息的奈奎斯特要求，即采样频率必须至少为信号最高频率分量(在这里是3400赫)的两倍。
这个已知的过采样增量调制技术的一个优点是它不需要模拟型的截止频率为3.4千赫的防混淆(anti-aliasing)滤波器，因为这个功能是以数字形式完成的。此外，它不需要高精度的模拟元器件，基本上所有用得到的器件是数字逻辑型的，适合于集成在硅片上。
这个技术在某些应用中的一个缺点是要求很高的过采样系数N，为了实现所需的13位的动态范围，N的典型值为256。因此，分样滤波器必须在每秒钟内进行大量的计算，从而增加了数字电路部分的功耗。各种出版物，如刊登于《TEEE固体电路杂志》SC22卷3期(1987年6月)上的、作者为 斯(Naus)等人的“一种用于数字音响的CMOS立体声16位数/模转换器”一文提出了使用较低的过采样系数以实现更高质量的方法。这些方法都是基于使用一种比简单的积分器更为复杂的反馈滤波器来形成量化噪声的频谱以便使较少的噪声落入3.4千赫的语音频带之内。
本发明包括一种用于对模拟语音进行数字化的新技术，它不是基于噪声成形而是基于压扩技术(在某一点上压缩信号的强度而后在另一点上通过扩展以使它恢复)，例如压扩增量调制。公知的压扩增量调制原理叫做连续可变斜率增量或CVSD调制，它用在当需要把语音进行传送或存储时其最终编码形式为较低位速率的增量调制的应用中。CVSD已广泛地应用于军用无线通信中，其位速率为16千位/秒、19.2千位/秒和32千位/秒。在后一种位速率时，其质量一般认为可以和良好的电话质量相比拟。
一种已知的CVSD语音编码器的方块图示于图2中。输入语音信号首先经过一个低通防混淆滤波器7而使其带宽限制在0-3.4千赫的范围内。经过滤波的语音然后加到比较器8的一个输入端，而主积分器9的输出则加到它的另一输入端。
从比较器8得出的高/低判定在位速率时钟(未示出)的每一节拍时记录在触发器10中。记录在触发器10中的高/低判定控制对负的阶梯电压或正的阶梯电压的选择，该电压经过阶梯符号开关13而加到主积分器9上。高/低判定还经过触发器11和12进行延迟以便有三个连续的判定可供调制分析器14之用。调制分析器14检测当什么时候三个连续的判定是相同的(上上上或下下下)并确定积分器9在什么时候以当前的阶梯值跟随输入信号的变化率方面遇到了麻烦。这时调制分析器14就发出一个脉冲给音节滤波器15以增大阶梯。如果不发脉冲，则音节滤波器15让阶梯以指数方式衰减直到它在输入信号上找到一个自然平衡点，这从而使积分器9能够以最小的阶梯值刚好能跟随输入信号。这时的阶梯值能够适应输入信号的电平。此外，阶梯值能很快地适应不同单词和音节之间电平的变化，所以它具有“音节滤波器”的名称。因此，尽管位速率比起在没有压扩时所需的要低得多，但仍能保持其语音有可以理解的质量。
现有的数/模转换技术和现有的包括这两种主要方法的模/数转换技术是相类似的。
传统的数/模转换是基于一个精确的电阻网络的(例如R-2R梯形网络)，或者基于过采样增量或Δ-∑调制。现有的第三种技术是用脉宽调制法。当要求13位或更高的精度时，要求高精度电阻网络的技术可能不适合于对用于较大的硅片的集成化，因为其中具有互相矛盾的工艺要求。过采样非压扩的增量调制有这样的缺点，即分样滤波器必须工作在很高的计算速度上，因而消耗更多功率。本发明使用压扩的增量调制，可使位速率变得明显地较低而同时保持给定的声音质量。
以前认为，对于一个过采样的二进制模/数转换器利用CVSD作为其基础并需要进行分样和向下采样(downsampling)来说，由于在压扩中所固有的非线性，因而实在是太复杂了。因此它不可能像在非压扩增量调制那样简单地对位流进行滤波。授权给宋(Song)的美国专利3,949,229号描述了一种利用有限形式的压扩技术来对语音作数字化的方法，它可以减少对位流进行滤波的上述困难。宋只使用了7到8个较粗的压扩步骤，它们具有1，2，4，8，16等对数/指数的幅值序列。对宋来说，在他的数字算法中考虑以2的方次作为定标是较为直接了当的。
但另一方面，宋的以较粗的2的方次为阶梯值所提供的6dB增益在追求高质量语音方面是不符合需要的。宋的设备是不符合需要的，因为它不能保证一个去压扩的信号能和压扩信号相匹配，因而不能保持绝对的信道增益。
本发明力图避免现有技术的上述局限性，例如宋的设备和宋的少量阶梯值的局限性以及现有技术在实施中的不足之处。在本发明中这个问题是通过使用一种线性的数字音节滤波器和在分样过程中从该滤波器所得到的全数字值而解决的。
本发明提供一种装置以便把语音转换成两种所要求的形式中的任何一种(1)13位的每秒8000个采样的线性等效PCM，或(2)低位速率的压扩增量调制(CVSD)。这是借助于一个中间步骤来完成的，即先转换成中等位速率的、使用一个线性的数字音节滤波器进行压扩的增量调制。中等位速率的压扩增量调制被加到泄漏数字积分器，同时也加到一个模拟积分器，使得数字值的递增和递减和模拟积分器的方式相同，以便能够像模拟积分器值跟随语音信号那样的相同方式产生能跟随语音信号的数字值。然后这个数字表示在数字滤波器中经过滤波以消除高频阶梯噪声，并以所需的输出率被采样。这种把数字低通滤波和减少采样率相结合就是上面所提到的“向下采样”或“分样”。
用于按照本发明把一个模拟波形信号转换成数字波形的电路包括一个用于产生积分信号的积分器装置、和用于把模拟波形信号和积分信号进行比较并记录下一系列判定的装置，这种判定每隔一规定的间隔就有一次。另外还包括根据最近记录下来的判定设置积分信号的阶梯符号的装置、根据记录的判定选择阶梯值的音节滤波器装置、和处理阶梯符号和阶梯值以产生表示模拟波形信号的二进制编码数字信号序列的分样滤波器装置。在一个实施例中，积分器装置包括至少一个接到一个电容器的可编程电流源，它可以根据所需要的阶梯值或当前脉冲宽度而编程。
音节滤波器装置可以包含把记录下来的判定作为一个位序列而连续存储的装置和对该位序列执行逻辑操作并产生一个能够表明按照逻辑操作所得的阶梯值的累加值的逻辑装置。分样滤波器可以包括一个泄漏积分器，用于对位序列进行积分以得到一个数字值并在规定的间隔内从该数字值中减去该数字值的一部分。
根据一个优选实施例，阶梯值是一个12位的二进制编码值。二进制编码值按照其若干个最低位控制第一个可编程电流源并按照其若干个最高位控制第二个可编程电流源。
根据本发明的另一个模/数转换电路包括用于把模拟输入信号和电容器上的电压进行比较并记录下一系列判定的装置，每隔一规定间隔有一个判定；它还包括至少一个脉宽调制的电流源，用于根据该一系列的判定来控制电容器。这个电路还可以包括一个累加器，它可以根据脉宽的变化与电容器的控制相同步地修改。除了累加器外，还可以包括把累加器的相继的N个值相加以产生一系列二进制编码的输出值的装置，其中累加器的每N个修改周期中有一个二进制编码的输出值，这个二进制输出值表示该模拟输入信号。在这个实施例中的一系列判定可以作为表示模拟输入信号的经过压扩的增量调制位流而被输出。
按照本发明把多个二进制编码的数字信号采样转换成模拟信号波形的电路包括下列装置在相继的二进制编码数字信号采样中进行内推以便对每个二进制编码数字信号采样产生N个内推的采样的装置；把内推的采样和数字积分器中的值相比较并记录一系列判定的装置；和按照阶梯符号所作的判定而修改数字积分器的值的装置。还包括下列装置音节滤波器装置，用于根据一系列相继的判定来产生阶梯值以便修改数字积分器的值；泄漏模拟积分器装置，用于接收阶梯符号和阶梯值并产生出用数字积分器的值以数值方式来描述的模拟信号，和对模拟信号进行滤波以产生一个相当于二进制编码的数字信号采样的模拟波形的装置。
音节滤波器装置可按和上面说明的相同部分相类似的方式来构成。模拟积分器装置可以包括至少一个连接到电容器的可编程电流源。这至少一个可编程电流源可以如上面所说的那样编程。
在本发明的另一个实施例中，一个数/模转换电路包括用于接收压扩增量调制位流的装置和用于根据位流中相继二进制位数而产生多个可变阶梯值的音节滤波器装置。另外，还包括积分器装置，它根据位流中各位的符号而被可变的阶梯值所修改以产生一个模拟输出信号；还包括用于对模拟输出信号进行滤波以产生相应于位流的模拟波形的装置。
按照本发明的一种把一个模拟波形信号转换成数字波形信号的方法包括下列各步骤产生一个积分信号；把模拟波形信号和积分信号相比较并记录下一系列判定，每隔一规定的间隔有一次判定；以及根据最近记录下来的判定来设置积分信号的阶梯符号。此外还包括下列各步骤根据记录下来的判定选择阶梯值并处理阶梯符号和阶梯值以产生表示模拟波形信号的二进制编码的数字信号的序列。
按照本发明把多个二进制编码的数字信号采样转换成一个模拟信号波形的一种方法包括下列各步骤；在相继的二进制编码的数字信号采样中进行内推以便对每个二进制编码的数字信号采样产生N个内推采样；把内推的采样和数字积分器的值相比较并记录一系列的判定。同时还包括下列各步骤按照阶梯符号的判定修改数字积分器的值；根据一系列相继判定产生一个用于修改数字积分器值的阶梯值；接收阶梯符号和阶梯值并产生一个用数字积分器的值以数字方式来描述的模拟信号；对模拟信号进行滤波以产生一个相应于二进制编码的数字信号采样的模拟波形。
下面将参考仅作为例子而给出的优选实施例而对本发明作更详细的说明，并且附图来作解释，在这些图中图1表明常用的典型的过采样增量调制模/数转换器；图2表示常用的典型的CVSD语音编码器；
图3表示按照本发明的示范性的语音编码器；图4表示用于本发明的语音编码器的比较器和主积分器的示范性结构；图5表示按照本发明的音节滤波器的示范性结构；图6表示按照本发明的分样滤波器的示范性结构；图7表示按照本发明的示范性的可编程电流源的结构和一个12位数/模转换器；图8表示按照本发明的示范性的电流脉冲宽度控制器；图9表示按照本发明的示范性的数/模转换器；图10表示按照本发明的泄漏模拟积分器的示范性结构；和图11表示按照本发明的一个实施例中执行线性内推、积分和比较的示范性的结构。
按照示于图3中的本发明，输入的语音在滤波器20中被低通滤波。滤波器的带宽是0-3.4千赫，在4千赫及其以上的衰减可以有助于使得数字分样滤波器简单。增量调制的位速率为200千位/秒或240千位/秒，相应的过采样系数分别为25或30。
经滤波的语音加到比较器21的一个输入端而主积分器26的输出则加到第二输入端。主积分器26是把一个电容器接在可编程电流源25的输出端和地之间而形成的。可编程电流源25以一个由P型晶体管做成的集成电流源产生一个上拉电流，或者以一个由N型晶体管做成的集成电流源产生一个下拉电流，使得在电容器上的电压可以增加或减少以跟随语音信号。符号的改变，即变上或变下，是由比较器21的高/低判定所决定的，这在移位寄存器22的第一级触发器的每个时钟节拍时记录下来，它控制可编程电流源25中P或N型电流源是否应该起动。
移位寄存器22还使上/下判定进一步延迟三个阶段，这样可使数字音节滤波器23有4个连续的判定可用。根据4个判定的模式，音节滤波器23可以对12位的值增加1或2，减少1或2，也可以什么也不做。所得结果的12位的值表示应该用于递增或递减主积分器26的阶梯值。这个12位的以数字表示的阶梯值是用来通过一个12位的数/模转换器24而对可编程电流源25的电流级别进行编程的。
12位的数/模转换器24是通过把12位的字分解成3个4位的半字节(nibble)而形成的，它们控制在3个并联的电流源60、61和62中的电流，如图7所示，它们的电流比为1∶16∶256。由每个电流源来的电流用与它相关的4位的控制半字节来控制以控制其电流脉冲的宽度为16个值中的一个。这样，主积分器26以一系列不一定要相等的上或下阶梯而跟随语音信号。阶梯值由从音节滤波器23来的12位输出所给定，而阶梯符号则由比较器的判定所确定。因此，13位的组合是一系列阶梯的符号和大小的表示。当一系列的阶梯的符号/大小表示在分样滤波器27中被进行数字积分时，就在主积分器26的电容器上建立一个模拟电压的数字写真。
分样滤波器27在一个数字累加器中累加符号和大小的阶梯表示，这个累加器是分样滤波器27的一部分。累加器在每一次循环中从累加的值内减去一部分，即它的累加值的1/512，以使它成为一个泄漏积分器50，如图6所示。这可以保证累加的值并不漂移到一个极端或另一个极端。1/512这个分数相应于具有拐角频率约为64赫的高通滤波器。
分样滤波器的第一次操作可以用数学式表示为
I(i)＝(1－1/512)·I(i－1)＋D(i)这里D(i)是包括符号在内的阶梯值。
把(1－1/512)这个因子和每个时钟节拍周期T的指数衰减因数相等价ExP(-ωT)＝1－1/512其结果为ωT＝1/512，对于T＝1/200000，则ω刚刚小于400弧度/秒，相当于64赫。
分样滤波器27在第二级对积分值的N个值计算其和。这个和以每8000赫的周期输出。
上述分样滤波器27的频率响应相当于一个(sin(x)/x)平方的函数，此处x＝π·f/8000＝ω/16000其中f是单位为赫的频率而ω是单位为弧度/秒的频率。这导致在最高语音频率3.4千赫时的衰减为2.75dB。为了补偿这一衰减，最后一级的累加器在下一次累加N个值之前并不复位到零，而是置成前次结果的负八分之一。这样做可导致加重较高的语音频率并补偿(sin(x)/x)的响应下降。这和宋的已有技术的分样滤波器是相反的，在那里避免高频响应下降是通过不累加所有的采样而实现的，它的缺点是噪声抑制较差。
对比较器和主积分器的另一种安排示于图4中。比较器30和可编程电流源32合并在一个较大的集成电路33中。电流源32接到比较器的一个输入端和主积分器电容器31的一端。需要编码的语音信号加到积分器电容器31的另一端。对从电流源32来的、流过电容器31的电流进行积分而得出的电压要从输入的语音信号中减掉。从这一减法所得的剩余值在比较器30中和一个固定的、等于电源电压一半(Vcc/2)的偏置电压相比较。比较器30产生一个上/下判定，它以和参考图3而说明的实施例的相似方式来控制电流源32以使比较器的两个输入电压相等。这种安排的好处是芯片所需的引出腿可以减少，并且比较器也可简化，因为它的输入只需要工作在固定的偏置值的附近。
按照本发明的音节滤波器的工作示于图5中。在移位寄存器40中可得到4个相继的比较器判定。这些判定确定了12位累加器42是增加2或1，减少2或1，还是保持不变。这些选择项是根据如下表所示的查阅表或逻辑41确定的最近的判断最早的判断增量0 0 0 0 20 0 0 1 20 0 1 0 10 0 1 1 00 1 0 0 00 1 0 1 -10 1 1 0 -10 1 1 1 -21 0 0 0 -21 0 0 1 -11 0 1 0 -11 0 1 1 01 1 0 0 01 1 0 1 11 1 1 0 21 1 1 1 2此外，12位的累加器成为一个泄漏积分器，因为在每次循环时它从它的累加值中减去其累加值的1024分之一。这保证累加值不会漂移到一个极端或另一个极端，并保证任何一个任意的起始值的影响会随时间作指数衰减。
12位累加器42的各位的位置在经回移(右移)10位即相当于被10除时示于方块44中。它的两个最高位和它的两个最低位相重叠，必须被减掉。这是通过修改由上面的表所产生的增量来完成的。
总之，中等位速率的压扩增量调制器的基础是一个积分器，通过对它增加或减少阶梯值而强制使它跟踪语音信号。为了得到更好的跟踪，阶梯值也相应地以2、1、0、-1或-2增加或减少。阶梯值是作为一个数字值被包括在一个12位累加器中，它可以用上述数量增加或减少。此外，这个积分器是“泄漏的”，意思是说在每一个时钟节拍时它的当前值的1024分之一被减掉。这样做的目的是为了保证较早的值对当前值的残余影响是按指数衰减的，特别是在接通时，一个任意的起始值的影响不会持续超过若干个毫秒。
为了从一个12位的值减去其本身的1024分之一，它必须往回移位10个二进制位然后从其本身减去，如下图所示 可以看出，只有两个最高位1和2是和原来的12位的值重叠的，所以对最高位为两个零的值不会产生泄漏影响。为了保证所希望的泄漏累加器的效果在任何值时都能实现，给累加器提供了一个10位的扩展部分，它对不和12位累加器重叠的低10位的减数作累加。当10位的扩展部分溢出时，这就意味着遗漏的10位这一部分已累加到12位累加器的一个最低位，因此除了两个重叠位1和2外还必须减掉这个外加的1。
因此，必须从12位累加器中减去的数的全部范围是基本阶梯值的增量/减量2，1，0，-1，-210位移位的位1或2∶0，-1，-2或-3从10位扩展部分的溢出0或-1上述组合的总和2，1，0，-1，-2，-3，-4，-5或-6这9个值中的哪一个应该加到12位累加器或从它那儿减掉，是以下的量或状态的函数，即由4个相继的比较器判定确定的阶梯值增量、累加器当前的两位最高位、和10位累加器扩展部分的溢出状态的函数。因此，所有这7个二进位都被提供作为查阅表41的输入，这个表是这样编程的对7个地址位可能发生的128个组合中的任何一个，都以上述9个值中的一个正确的值来编程。
为了实现10位的扩展，10个最低位在10位的累加器43中累加，并且只有在跨越10到12位的边界产生进位时才起作用。这个进位也可以通过以0或-1修改上述的表而被考虑到而不管是否产生了一个进位。这样，查阅表41还有从累加器42的两个最低位(LSB)来的输入和从10位累加器43的进位输出来的输入，并且对各输入线的每个可能的状态都含有在+2到-6之间的相应的项。一个4位的数足以表示这9个以符号/大小形式出现的可能的值。符号可控制累加器42去实现3位大小的加法或减法。12位大小被输出作为阶梯值以便去分别递增或递减图3和图4所示的主积分器26或31。在一个优选实施例中，可以用串行算法作为累加器的加法和减法以便尽量减少集成电路中的门的数量。
查阅表中的内容是由经验确定的以便对典型的语音信号产生最好的结果。不过，其它的表内容可能给出同样好甚至更好的结果。与此相似，用来影响对阶梯值的选择的比较器判定的数量并非是主要的。例如，使用比较大量的比较器判定来影响阶梯值可能只有很少好处。根据过去判定来精确调整阶梯值已成为许多出版物的课题。任何这类用经验来优化阶梯值的匹配策略都可以合并在本发明内。不过，阶梯值的匹配仍应取决于当前的阶梯值以便按照本发明提供一个泄漏音节积分器。
按照本发明的示范性的分样滤波器示于图6中。阶梯符号和12位阶梯值首先在泄漏积分器50中积分。泄漏是通过在每次循环中从累加值中减去积分器的累加值的512分之一(即0.000000001)而提供的。如果给积分器50提供一个常数，这就给积分器提供了512的潜在“增益”，从而使字长从12位加一个符号位扩充到22位二进制补码的表示。泄漏积分器值是12位和一个符号，这和13位的二进制补码表示是相同的。当给出一个恒定的输入值作积分时，积分器的值将会增加直到“泄漏”的大小等于该恒定值为止，这时积分值不再增大。由于泄漏是积分器值的512分之一，所以在那一时刻的值一定是该恒定值的512倍，即比它长9位。因此，泄漏积分器的长度是13＋9＝22位。
其结果为22位的N个相继的值在加法器51中相加以使信号的采样率降低到所要求的每秒8000个采样的速率。
由于在优选实施例中N为25或30，结果是字长度将进一步有可能扩展到27位。如果二个22位的值相加，最大可能的结果是其值加倍，给出更多一位最高位，即从22位扩展到23位。如果4位最高位相加，其结果为24位。如8个最高位相加，结果为25位。如果16个最高位相加，结果为26位。如果32个最高位相加，则结果为27位，因为相加的值的数(25或30)大于16但不大于32，所以后面这个27位的长度是所需要的。对于处于标称电平的通常语音信号绝不会用到全部27位的动态范围。因此，从较低有效位的移位选择16位而不是最高位的16位作输出之用是有利的。
由于事前不可能确定对所有各种应用都是最好的移位，所以提供了一种方法以选择16位的移位，这个移位将由“移位选择”控制输入来输出。
在产生一个采样后，加法器51在下一个求和周期之前并不复位到零，而是重置成刚刚输出值的负8分之一，以便提供sin(x)/x频率响应校正。可以使用串行算法以节约硅片面积。为了把累加器重置成它前一个值的负8分之一，只要把27位的移位寄存器的内容在延迟3位、反相及延伸符号下作循环移位。
可编程电流源被要求产生出其方向由阶梯符号表示、其大小则由阶梯值表示的电流脉冲。和正常的数/模或模/数转换器的要求相反，语音信号波形完全由一系列的符号表示，只有它的幅值由阶梯值控制。所以，在把12位的大小转换成电流时非线性或误差不会引起语音信号的失真，而只导致整个系统增益的改变。因此，12位的数/模转换器在它的12位动态范围内只要有8位精度就够了。
按照本发明的示范性的可编程电流源的安排示于图7中。第一电流源60由N型电流镜69、65组成，它们可以由一个串联的开关晶体管68起动或禁止以产生一个下拉电流I1。晶体管67补偿开关晶体管68的电阻，因此可以实现电阻63中电流的精确电流镜象。一个相类似的上拉电流源由P型晶体管70、71、66和64组成。下拉电流可以用“Enable N1”(起动N1)起动或者上拉电流可以用“Enable P1”(起动P1)起动，也可以两者都不起动。也可以用“栅-阴”(cascode)电流镜电路取代这些电流源。栅-阴电流镜电路在输出电压变化的条件下可提供更好的准确性。当使用图4所示的更好的比较器30和积分器32的安排时，电流源工作在恒定电压输出的情况下，因而不需要栅-阴电流镜。如果使用图1所示的比较器结构，则建议使用栅-阴电流源。
电流源60在起动时产生下拉或上拉电流I1。第2电流源61产生电流I2，第3电流源62产生电流I3。通过适当地选择电流镜中的晶体管的面积比例可将电流I1∶I2∶I3的比例安排成1∶16∶256。为了实现准确的比例，标为Pref和Nref的公共基准线向所有三个电流源提供相同的基准电压。
连接到三个电流镜的6根起动线是由如图8所示的三个数字逻辑电路驱动的，这三个电路用可变的脉冲宽度来起动3个p或n型电流源，脉冲宽度分别由12位的阶梯值的3个4位的半字节来确定。阶梯符号位则确定是起动p型还是n型的电流源，而选中的确定大小的4位则确定在0至15个单位之间的脉冲宽度。最低4位控制最小强度的电流源的脉冲宽度。中间4位则控制中间强度的电流源的脉冲宽度，这个强度是第一个电流源的16倍。最高位则控制最强的电流源的脉冲宽度，它是第一电流源的256倍。
用来从4位的控制输入产生出脉宽控制信号的典型电路如图8所示。提供了三个这样的电路，每个4位半字节有一个。一个被4除的电路84产生逻辑操作用的控制选通。循环的开始发生在4位计数器81处在a＝b＝c＝d＝0(计数＝0)的状态下。这使它通过一个5输入门88产生一个锁存时钟脉中，它对锁存器83送进一个新的4位控制值。下一个产生的选通是比较时钟信号，它被送到触发器85。这个时钟信号记录下由4位比较器82检测的4位的计数器值和4位的锁存器值是否相等的情况。如果检测到计数器值和锁存器值并不相等而锁存器的时钟脉冲仍为高，则与门86产生一个输出，它使触发器87置位。如果检测到这两个值是相等的，则从触发器85的输出使触发器87复位。这样，如果在循环开始时控制位为零而当时计数器81也是为零，则触发器87保持复位状态，否则它就置位。
然后由选通发生器84产生计数选通，递增计数器81。由于满足与门88的条件消失，在计数器81回到零之前不会再产生更多的锁存时钟脉冲。下一个比较选通在触发器85中记录下增加后的计数值是否等于锁存器83中的4位值。如果它们相等，触发器87就复位。触发器87是置位的，直到计数器81的计数等于从数字音节滤波器23输入到锁存器83的4个控制位为止，从而，在其输出端产生长度为0至15个计数时钟周期的脉冲。该脉冲每16个计数时钟周期重复一次。这样，输出脉冲的占空比根据不同的控制输入其范围为0到15/16，以1/16为一级。
重复周期等于增量调制的位速率，它是8000N千赫，此处N是过采样系数(例如为25)。计数时钟至少是增量调制位速率的16倍而主时钟还要高4倍，即64×8000N。在一个实施例中主时钟可以达到等于65×8000N，但是它只在65个时钟脉冲中送出一个64个脉冲的组到选通发生器84的主钟输入线。所以脉冲的占空比的范围根据控制位输入而以4/65为一级地在0到60/65之间变化。
很清楚，熟悉数字设计技术的人可以设计出许多别的逻辑结构而不致偏离在后面的权利要求所提出的本发明的范围和精神。
在一个优选实施例中，编码器可以控制成为一个仅仅以不同位速率工作的压扩增量调制编码器。通过对分样滤波器过程的旁路和改变对增量调制电路的时钟频率，可以提供另外的数字化方式ⅰ)8千位/秒的压扩增量调制；ⅱ)16千位/秒的压扩增量调制；ⅲ)32千位/秒的压扩增量调制；ⅳ)200千位/秒的压扩增量调制转换成8000个采样/秒的13位的线性等价脉码调制(PCM)。
语音译码器与语音编码器相对应。译码器接收二进制编码的语音采样流，其速率例如为标准的8000个采样/秒，并把这些采样转换成相应的模拟语音波形。根据编码器所提供的不同的工作方式，本发明的译码器也工作在相应的不同方式下。
按照本发明的一个数/模变换器示于图9中。输入的以标准的8000个采样/秒速率的二进制编码语音采样(由PCM产生的)首先以系数N进行向上采样(upsampling)以得到所要求的增量调制率。向上采样器90在相继的输入采样中使用线性内推。
在用于向上采样的内推技术的复杂性和为了抑制大于原来的8000赫采样率的一半的成份所需的模拟滤波器95的复杂性之间有一个折衷。更加高次的向上采样可以使低通滤波器95有更为宽松的设计，但是在要想把输出的语音波形用来驱动耳机的实施例中，则使用线性内推可得到完美的性能。
向上采样的值在数字比较器91中和数字积分器92中的值相比较以产生“大于”或“小于”的判定。这些值被送到以前在参考图5中所说明的相同设计的数字音节滤波器93中，音节滤波器93产生一个阶梯值，数字积分器92将按照通过比较所得的符号以这个阶梯值来递增或递减。这样，数字积分器的值就以一系列的上/下阶梯而跟随向上采样的输入值的序列。
同一个阶梯值和阶梯符号也输入到泄漏模拟积分器94。模拟积分器94以模拟形式再现由一系列数字积分器值用数值来描述的同一个波形。在经过滤波器95的低通滤波以去除大于最高语音频率3.4千赫的数字噪声分量后，就可以得到模拟语音波形，去驱动例如电话耳机。
在本发明的编码器(图3)中，模拟积分器是处在比较器的反馈环路中以防止漂移，而数字积分器50(图6)工作在开环，需要一个泄漏元件以防止漂移。在译码器中，数字积分器92工作在环路内因而不需要泄漏。模拟积分器94则工作在开环，需要泄漏以控制漂移。泄漏模拟积分器94利用前面参考图7和8而描述的可编程电流源60、61和62以及脉宽控制器同样的设计。不过，为了引进泄漏，积分器的反馈电容器101有一个与其并联的电阻102，如图10所示。这导致和理想的积分器比起来在低频部分会减少增益。如果RC的拐角频率选择得远低于语音的最低频率300赫，例如60赫，则不会产生什么问题。
和编码器相同，模拟积分器94的电流源如果对虚拟地进行工作的话，即如果它们是恒定输出电压的话，则可以用简单的设计。
译码器的一个优选的结构示于图10中。电流源103把电流脉冲送到运算放大器100的反相输入端。非反相输入端则保持在恒定的偏置电压上，例如是电源电压的一半。主积分器的功能由反馈电容器101提供，而泄漏则由反馈电阻102提供。当运算放大器100的开环增益很高时，反相输入端在电压方面绝对不会对(偏置)非反相输入端明显地偏离，因而向电流源提供一个恒压负载。
如果使用另一种结构，即电流源仅送到一个接地的电容器，则在电容器上的对应于再现的语音电压的变化着的电荷并不对电流源提供一个恒压负载。在这种结构下，则要使用“栅-阴”电流镜方式的电流源以减少电流准确度对负载电压的依赖性。
图11表示一个优越的结构，它可以在减少复杂性的条件下执行向上采样操作的线性内推、积分和比较。输入采样流首先送入到数字微分器110，它计算相继的采样值之差。这是线性内推所需要的斜率。线性内推只要通过将斜率值进行积分以便按所需的输出速率产生采样即可实现。这是在用于对阶梯值/符号进行积分的同一个数字积分器112中实现的，即在积分器112中对结果进行积分之前先在减法器111中把带符号的阶梯值从斜率值减去。这要求助于线性原理积分A和积分B之间的差等于A和B之差的积分。此外，比较器91被取消了，因为关于积分A是大于还是小于积分B，现在可以直接由积分器112的符号位给出。虽然数字微分器110仅以每秒8000次的速率产生新的输出值，但减法器111和积分器112工作在每秒8000N次的向上采样率，这里向上采样率N在优选实施例中的典型值是25。因此从数字微分器110来的各斜率值要在数字积分器112中相加N次，使电路的“增益”为N，这在确定整个译码器的总增益时是必须考虑到的。
可以表明，数字微分器110当通过用一个采样延迟直接求两个相继值的差来进行逼近时会对频率响应引入一个sin(x)/x乘以4次方的函数。这在最高语音频率3.4千赫处有5.5dB的衰减，这可以通过修改微分器110去执行如下面的数学描写的操作而得到补偿。
D(i)＝X(i)－X(i－1)－D(i－1)/4这里X(i)表示输入值的序列，D(i)表示输出值。通过在计算下一个值时先减去上一次输出值的1/4，在低频端会产生2dB的衰减而在高频端得到2dB的增益，而总的是4dB的向上的斜率，以补偿由sin(x)/x函数所引入的除了1.5dB外的全部5.5dB。
本发明的一个典型的实施例是把编码器和译码器一起都作为一个部分构造在一个较大的硅片上以用于电话、蜂窝无线电话或无绳电话等用途中。其它可以集成在同一硅片中的功能可以包括通用的模/数或数/模转换器、用于使无线电中频信号进行数字化的专用模/数转换器、中频放大器、拾音器前置放大器、耳机驱动放大器或与键盘轻触发音式拨号(Keypad touchtone dialing)或电话号码电子存储器有关的数字逻辑等。
用于向外部世界提供并从外部世界接收数字语音信号的接口是一个4线的串行接口，它包括输入的PCM(脉码调制)语音的串行16位字、输出的PCM语音串行16位字、串行位速率时钟、以及字同步选通(它指明形成每个二进制编码输出值的位块的位置)。同样的接口可以用在当芯片工作在它的另一种方式即增量调制方式的时候。
虽然对本发明的特定实施例作了说明和解释，但应理解本发明并不仅仅局限于此，因为熟悉本技术的人可以作出各种修改。本申请期待包括任何和所有的修改，它们都是在这里公开并提出了权利要求的主要发明的精神和范围之内的。
权利要求
1.一种用于把模拟波形信号转换成数字波形信号的电路，所述电路包括用于产生积分信号的积分器装置；用于把所述模拟波形信号和上述积分信号进行比较并记录一系列递增/递减值的装置，这种值每隔一预定间隔有一个；用于根据最近的所述记录下来的判定设置上述积分信号的阶梯符号的装置；用于在泄漏数字积分器中累加一系列递增/递减值以便选择阶梯值的音节滤波器装置；用于处理所述阶梯符号和所述阶梯值以产生表示所述模拟波形信号的二进制编码的数字信号序列的分样滤波器装置。
2.权利要求1的电路，其特征在于其中所说的积分器装置包括至少一个连接到电容器的可编程电流源。
3.权利要求2的电路，其特征在于其中所说的至少一个可编程电流源的电流大小是按照所需的上述阶梯值而编程的。
4.权利要求2的电路，其特征在于其中所说的至少一个可编程电流源中的至少一个是按照电流脉冲宽度而编程的。
5.权利要求4的电路，其特征在于其中所说的电流脉冲宽度是按照所需的上述阶梯值而编程的。
6.权利要求2的电路，其特征在于其中所说的至少一个可编程电流源的电流方向是按上述的阶梯方向而编程的。
7.权利要求1的电路，其特征在于其中所说的音节滤波器装置包括把所述记录下来的递增/递减值作为位序列相继存储起来的装置；和逻辑装置，用于对所述位序列执行逻辑操作和根据该逻辑操作产生表明上述阶梯值的累加值。
8.权利要求1的电路，其特征在于其中所说的分样滤波器包括泄漏数字积分器，用来对所述的阶梯符号和阶梯值积分以获得其数值，还包括用来按预定间隔从下一个数值中减去一部分上述数值的装置。
9.权利要求8的电路，其特征在于其中所说的阶梯值根据所述的阶梯符号以便加到所述的数值中或从其中减掉。
10.权利要求9的电路，其特征在于其中所说的分样滤波器包括把所述的数值加到多个值上并以预定的间隔时产生一个和的装置，该和以数字形式表示所述的模拟波形信号。
11.权利要求2的电路，其特征在于其中所说的至少一个可编程电流源包括第一可编程电流源和第二可编程电流源，所述阶梯值是一个12位的二进制编码值，所述二进制编码值按一系列最低位控制该第一可编程电流源并按一系列最高位控制第二可编程电流源，该第一可编程电流源的第一电流被加到该第二可编程电流源的第二电流上。
12.权利要求11的电路，其特征在于其中所说的最低位的位数和所说的最高位的位数是4位，且其中所说的至少一个可编程电流源包括一个第三可编程电流源，它由所述二进制编码值的处在所述最高位和所述最低位之间的4位所控制，所述第三可编程电流源的第三电流被加到所述第一电流和所述第二电流上。
13.权利要求12的电路，其特征在于其中所说的第一电流、所说的第二电流和所说的第三电流之比为1∶16∶256。
14.一种模/数转换电路，包括用于以规定的间隔记录一系列判定的比较器；供模拟信号用的输入端，该输入端经一串联电容器接到所述比较器的第一输入端，所述比较器的第二输入端接到一个基准电压源；至少一个由上述比较器的输出所控制的脉宽调制的电流源，从所述的电流源输出的电流脉冲也接到所述比较器的第一输入端。
15.权利要求14的电路，其特征在于所述的脉冲宽度根据所说的一系列判定而变化。
16.权利要求15的电路，其特征在于还包括一个累加器，根据所述脉冲宽度的变化与所述电容器的控制相同步地修改所述累加器。
17.权利要求16的电路，其特征在于其中所说的累加器是泄漏的。
18.权利要求16的电路，其特征在于它包括用于把所述累加器的N个相继的值相加以产生一系列二进制编码输出值的装置，所述累加器在每N个修改周期有一个二进制编码输出值，所述二进编码值表示上述的模拟输入信号。
19.权利要求15的电路，其特征在于其中所说的一系列的判定被作为表示所述模拟输入信号的压扩增量调制位流而输出。
20.权利要求19的电路，其特征在于其中所说的位流包括字同步选通，它指明形成每个二进制编码输出值的一个位块的位置。
21.一种用于把多个二进制编码的数值信号采样转换成模拟信号波形的电路，该电路包括在相继的二进制编码信号采样之间进行内推以便为每个二进制编码数值信号采样产生N个内推的采样的装置；把所述内推的采样和数字积分器中的值作比较并记录下一系列判定的装置；按照所述判定以阶梯符号修改上述数字积分器的值的装置；音节滤波器装置，用于产生阶梯值以根据一系列相继的所述判定来修改所述数字积分器的值；泄漏模拟积分器装置，用于接收所述阶梯符号和所述阶梯值并用于产生由所述数字积分器的值以数字方式所描述的模拟信号；和对所述模拟信号进行滤波以产生与所述二进制编码数字信号采样相对应的模拟波形的装置。
22.权利要求21的电路，其特征在于其中所说的音节滤波器装置包括相继地储存作为位序列的所述一系列判定的装置；和用于对所述位序列执行逻辑操作和用于按照所述逻辑操作产生表示所述阶梯值的累加值的逻辑装置。
23.权利要求21的电路，其特征在于其中所说的模拟积分器装置包括至少一个连接到电容器上的可编程电流源。
24.权利要求23的电路，其特征在于其中所说的至少一个可编程电流源的电流大小是按照所需的上述阶梯值而编程的。
25.权利要求23的电路，其特征在于其中所说的至少一个可编程电流源中的至少一个被编程以产生电流脉冲宽度。
26.权利要求25的电路，其特征在于其中所说的电流脉冲宽度是按照所需的所述阶梯值而编程的。
27.权利要求23的电路，其特征在于其中所说的至少一个可编程电流源的电流方向是按照所说的阶梯符号而编程的。
28.一种数/模转换电路，它包括用于接收压扩增量调制的位流的装置；用于根据在所述位流中相继各位而产生多个可变阶梯值的音节滤波器装置；至少两个由所述可变阶梯值的独立的各位所控制的可变脉冲宽度电流源；用于对从所述至少两个电流源来的电流脉冲进行积分以产生模拟输出信号的积分器装置；和用于对所述模拟输出信号进行滤波以产生与上述位流相对应的模拟波形的装置。
29.权利要求28的电路，其特征在于其中所说的积分器装置至少把一个所述脉宽调制的电流源连接到一个电容器。
30.一种把模拟波形信号转换成数字波形信号的方法，该方法包括下列各步骤通过对一系列的阶梯输入进行积分而产生积分信号；把所述模拟波形信号和所述积分信号相比较并记录下一系列判定，每隔一预定间隔有一个判定；根据最近一次的所述记录下来的判定为上述积分信号设置阶梯符号；根据上述记录的判定选择阶梯值；和处理所述阶梯符号和所述阶梯值以产生表示与所有所述顺序产生的阶梯值有关的上述模拟波形信号的二进制编码数字信号的序列。
31.一种把多个二进制编码的数值信号采样转换成模拟信号波形的方法，该方法的各步骤为在相继的二进制编码数值信号采样之间进行内推以便为每一个二进编码数值信号采样产生N个内推采样；把所述内推采样和数字积分器的值相比较并记录下一系列阶梯符号的判定；按照所述判定以阶梯符号和阶梯值修改所述数字积分器的值；产生阶梯值以修改根据一系列相继的判定的所述数字积分器的值；处理所述阶梯符号和所述阶梯值并由此产生由所述数字积分器的值以数值进行描述的模拟信号；和对所述模拟信号滤波以产生和上述二进编码数值信号采样相对应的模拟波形。
32.一种用于把多个二进制编码数值信号采样转换成模拟信号波形的电路，该电路包括用于在相继的二进编码数值信号采样之间进行内推以便对每个二进编码数值信号采样产生N个内推的采样的装置；用于把所述的内推采样与数字积分器中的值进行比较并记录下一系列判定的装置；用于根据所述判定以阶梯符号修改所述数字积分器的值的装置；用于在泄漏数字积分器中累加所述一系列的判定以选择阶梯值的音节滤波器装置；用于接收所述阶梯符号和所述阶梯值和用于产生由上述数字积分器的值以数值进行描述的模拟信号的泄漏模拟积分器装置；和用于对所述模拟信号进行滤波以产生与上述二进制编码的数值信号采样相对应的模拟波形的装置。
全文摘要
语音编码器把模拟语音信号转换成二进制编码的语音采样流。模/数转换电路比较输入语音信号和数字积分器信号。根据比较记录表明输入信号阶梯符号的一系列判定。音节滤波器按记录的判定产生阶梯值。阶梯符号和阶梯值合并以提供输入信号的符号/大小表示。当符号/大小表示在分样滤波器中按数字方式积分时形成该模拟信号的数字表示。与编码器对应语音译码器以与模/数转换相反的方式把二进制编码语音采样转换成模拟波形。
文档编号H04Q7/38GK1115591SQ94190785
公开日1996年1月24日 申请日期1994年9月13日 优先权日1993年9月14日
发明者P·W·邓特 申请人:艾利森·Ge·流动通讯有限公司