专利名称：多扩频信号流水线式蜂窝区基站接收机的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及扩频通信系统，特别是涉及蜂窝区电话通信系统中的信号处理。
背景技术：
在无线电话通信系统中，许多用户通过连接有线电话系统的的无线信道进行通信。无线信道上的通信可以采用能够在有限的频谱范围内容纳大量用户的各种多址联接技术。这些技术包括时分多址联接(TDMA)、频分多址联接(FDMA)和码分多址联接(CDMA)。CDMA技术具有很多优点，在1990年2月13日公布的属于K.Gilhousen等人的题为“采用卫星或陆地中继站的扩展频谱多址联接通信系统”的美国专利No.4,901,307中描述了一种示例性的CDMA系统，该专利已经转让给了本发明的受让人并作为参考文献包含在本说明书中。
在上述提及的专利中，揭示了一种多址联接技术，其中大量的移动电话系统用户借助CDMA扩频通信信号，通过卫星中继站或者陆地站进行通信，每个用户都配有收发机。在采用CDMA的通信中，频谱可以重复使用多次，从而增加了系统的用户容量。
与利用卫星或者陆地信道的通信系统中所用的窄带调制技术相比，美国专利No.4,901,307中揭示的CDMA调制技术具有很多优点。具体在多径信号方面，的陆地信道对任何通信都提出一些特殊的问题。通过利用CDMA技术来减轻多重路径带来的不利影响(例如衰落)可以克服这些特殊的难题，与此同时，CDMA技术的优势也得到了充分的发挥。
经过仔细考虑，美国专利No.4,901,307所揭示的CDMA技术在移动卫星通信链路的两个方向上采用了相干调制和解调。因此这里所揭示的技术是在卫星至移动单元的链路和基站至移动单元的链路上采用导频信号作为相干相位基准。但是在陆地蜂窝区通信环境下，严重的多径信号衰落以及伴随而来的信道相位的破坏，连同从移动单元发射导频信号对功率消耗的要求，阻碍了在移动单元至基站的链路上采用相干解调技术。1990年6月25日公布的题为“用于在CDMA蜂窝区电话系统中产生信号波形的系统和方法”的美国专利No.5,102,459中，通过采用非相干调制和解调技术克服了移动单元至基站链路中多路径带来的不利影响，该专利已经转让给了本发明的受让人并作为参考文献包含在这里。
在CDMA蜂窝区电话系统中，所有基站之间的通信可以采用同一带宽。在基站接收机端，可以通过使可分离的多条路径(例如一条直接到达的路径和另一条被建筑物反射的路径)分集合并来提高调制解调器的性能。具有处理增益的CDMA波形特性还可以用来区分占据同一带宽的信号。而且如果路径延迟的差异超过PN筹元(码片)持续时间，则高速伪噪声(PN)调制可以使同一信号的不同传播路径分离。如果在CDMA系统中采用1 MHz左右的PN筹元速率，则可以对延迟相差数个微秒的不同路径采用全扩频处理增益(等于扩频展带宽与系统数据速率之比)。1微秒的路径延迟差分对应于距离大约为300米的差分路径。在市区，差分路径延迟一般超过1微秒。
陆地信道的多径特性在接收机端产生了传播途径明显不同的信号。多径信道的一个特点是在通过信道发送的信号中引入了时间扩展。例如，如果一个理想脉冲在多径信道上传送，则接收到的信号表现为一段脉冲流。多径信道的另一个特点是信道上的每条路径会产生不同的衰减常数。例如，如果一个理想脉冲在多径信道上传送，则对于接收到的脉冲流的每个脉冲，其信号强度一般各不相同。多径信道还有一个特点是信道上的每条路径会使信号的相位不同。例如，如果一个理想脉冲在多径信道上传送，则对于接收到的脉冲流的每个脉冲，其相位各不相同。
在移动无线信道上，信号受到环境中障碍物(例如建筑物、树、汽车和人)的反射而形成多路径。由于形成多路径的物体的相对运动，移动无线信道一般是随时间变化的多径信道。例如，如果一个理想脉冲在随时间变化的多径信道上传送，则对于接收到的脉冲流，其时间位置、衰减程度和相位将随着理想脉冲发送时间的变化而变化。
信道的多路径特点导致了信号的衰落。衰落是多路径信道相位组合的结果。当多径矢量被相互抵消地叠加从而使接收到的信号小于单独的每个矢量时，出现衰落。例如，当在包含两条路径的多路径信道上发送一正弦波时，如果第一条路径的衰减常数为X分贝，时间延迟为δ并且相移为Θ，而第二条路径的衰减常数为X分贝，时间延迟为δ并且相移为Θ+π，则在该信道的输出端接收不到任何信号。
在窄带调制系统(例如普通无线电话系统中采用的模拟FM调制系统)中，无线信道上多路径的存在将导致严重的多径信号衰落。但是由上述宽带CDMA可见，在解调过程中可以区分不同的路径。这种区分不仅在很大程度上抑制了多径信号衰落的影响，而且给CDMA系统带来了好处。
分集是减轻信号衰落所带来的不利影响的一条途径。因此需要向系统提供一定形式的分集以使系统能够减轻信号衰落的影响。分集有三种主要的类型时间分集、频率分集和空间/路径分集。
借助重发、时间交错和引入冗余度的纠错与检错编码等技术，可以获得最佳的时间分集。包含本发明的系统可以采用上述各种技术作为一种时间分集。
通过使信号能量沿较宽的带宽扩展，基于内部固有宽带特性的CDMA提供一种频率分集。因此，频率选择性衰落只对CDMA信号带宽的一小部分产生影响。
通过在贯通于移动单元与两个或两个以上基站之间的同时通信链路上提供多条信号路径，并在单个基站上采用两个或两个以上的空间上分离的天线元，获得了空间和路径分集。而且，如上所述，通过在不同的位置接收和处理传播延迟不同的信号来进行扩频处理，充分利用多路径环境，从而可以获得路径分集。在1992年3月21日公布的题为“CDMA蜂窝区电话系统中的软切换”的美国专利No.5,101,501和1992年4月28日公布的题为“CDMA蜂窝区电话系统中的分集接收机”的美国专利No.5,109,390中示出了分集接收的实例，上述两项专利都已转让给了本发明的受让人。
通过控制发射机功率，在一定程度上可以进一步减轻信号衰；衰落带来的不利影响。在1991年10月8日公布的题为“CDMA蜂窝区电话系统中发射功率的控制方法及其装置”的美国专利No.5,056,109中，揭示了一种用于基站和移动单元功率控制的系统。
经过仔细考虑，美国专利No.4,901,307所揭示的CDMA技术采用相对较长的PN序列，并且每个移动单元用户分配的是不同的PN序列。对零以外的现有时间偏移，不同PN序列之间的互相关和一个PN序列的自相关，它们的平均值都接近于零，从而可以对接收到的不同用户的信号进行区分。(为了使平均值为零，自相关和互相关要求逻辑“0”取值为“1”而逻辑“1”取值为“-1”，或者采用其它类似的变换关系。)但是，这样的PN信号并不是正交的。虽然在整个序列长度上，互相关的平均值基本上为零，但是对于诸如信息比特时间之类的较短时间间隔来说，互相关是一个呈二项式分布的随机变量。因此，信号之间相互干扰的方式在很大程度上与同一功率频谱密度下的宽带高斯噪声的行为相似。这样，其它用户信号或者相互间的干扰噪声最终限制了可能达到的用户容量。
对于本领域内的技术人员，众所周知的是可以构造一个n正交二进制序列集，每个序列的长度为n，n为2的任意幂次，参见《空间应用场合下的数字通信》(S.W.Golomb等人，Prebtice-Hall，Inc.，1964，pp.45-64)。实际上，最常用的正交二进制序列集是那些长度为4的倍数并且小于200的序列集。其中一类比较容易生成的序列就是Walsh函数，又称Hadamard矩阵。
n阶Walsh函数可以递归方式定义如下W(n)=|W(n/2),W(n/2)W(n/2),W(n/2)|]]>这里W’表示W的逻辑分量，并且W(1)＝|0|。因此，W(2)=0,00,1,]]>W(4)=0,0,0,00,1,0,10,0,1,10,1,1,0,]]>以及W(8)=0,0,0,0,0,0,0,00,1,0,1,0,1,0,10,0,1,1,0,0,1,10,1,1,0,0,1,1,00,0,0,0,1,1,1,10,1,0,1,1,0,1,00,0,1,1,1,1,0,00,1,1,0,1,0,0,1]]>Walsh函数矩阵中一行构成一个Walsh序列或编码。阶数为n的Walsh函数矩阵包含n个序列，每个序列的长度为n个Walsh筹元。每个Walsh码元具有一个对应的Walsh标号，该标号是与Walsh码元所处的行对应的号码(1-n)。例如，对于上面给出的n＝8的Walsh函数矩阵，全部为零的行对应Walsh标号1，而Walsh码元为0，0，0，0，1，1，1，1的行对应Walsh标号5。
阶数为n的Walsh函数矩阵(以及其它长度为n的正交函数)具有如下的性质，即在n比特的间距上，序列集内不同序列之间的互相关为零。注意到每个序列恰巧有一半的比特位与其它序列的不同这样一个事实就可以明白这一点。还应注意到的是，其中必有一个全部为零的序列并且其它序列内包含一半数量的“1”和一半数量的“0”。全部为逻辑零的Walsh码元称为Walsh零码元。
在由移动单元至基站的反向链路信道上，没有提供导频信号作为相位基准。因此需要在Eb/No(每比特能量/噪声功率密度)较低的信号受到削弱的信道上提供高质量的链路。反向链路上的Walsh函数调制是一种在变换为64个Walsh码元的6组码元上获得64元相干调制的简单方法。陆地信道的特性决定了其较低的相位变化率。因此，通过选择低于信道相位变化率的Walsh编码持续时间，有可能实现一个Walsh码元长度上的相干解调。
在反向链路信道上，Walsh码元由移动单元发送的信息确定。例如一个3比特信息码元可以变换为上述W(8)的8个序列。在接收机端，利用快速HADAMARD变换(FHT)可以完成Walsh编码元码元至原信息码元估值的“逆变换”。较佳“逆变换”或者选择处理产生的软判决数据可以提供给译码器，以进行最大似然译码。
FHT用来实现“逆变换”过程。FHT将接收到的序列与每个可能的Walsh序列互关联起来。选择电路用来选择最大似然相关值，经过换算后作为软判决数据提供。
瑞克分集式扩频接收机包含多个数据接收机以减轻信号衰落带来的不利影响。通常每个数据接收机被指定用来对经过一条不同路径的信号进行解调，该路径或者因采用多副天线而形成，或者由于信道的多径特性而形成。在解调根据正交信号原理调制的信号时，每个数据接收机使接收到的信号与利用FHT得到的每个可能的变换值关联起来。每个数据接收机的FHT输出被复合在一起，随后选择电路根据最大的复合FHT输出来选择最大似然相关值，从而产生解调的软判决码元。
在上述美国专利No.5,102,459所描述的系统中，呼叫信号开始时以9600比特/秒的信息源的形式出现，随后经1∶3前向纠错编码器转换为28,800码元/秒的输出信息流。这些码元每6个编为一组，从而变为4800 Walsh码元/秒，每个Walsh码元从持续时间为64个Walsh筹元的64个正交Walsh函数中选择其中一个函数。Walsh筹元以与用户定义的PN序列发生器调制。随后将用户定义的PN调制数据分为两个信号，其中一个与同相(I)信道PN序列调制而另一个与正交(Q)信道PN序列调制。I信道调制和Q信道调制对每个Walsh筹元提供4个PN筹元，这里的PN扩展速率为1.2288 MHz。I和Q调制数据以交错正交相移键控(OQPSK)方式组合发送。
在上述美国专利No.4,901,307所描述的CDMA蜂窝区系统中，每个基站都覆盖一有限的地理区域并将其覆盖区域内的移动单元通过蜂窝区系统连接至公用交换电话网(PSTN)。当移动单元移动到新基站覆盖的区域时，用户呼叫的路由选择就传递到了新的基站。基站至移动单元的信号发送路径称为正向链路而移动单元至基站的信号发送路径称为反向链路。
如上所述，PN筹元间隔限定了两条路径之间必须具备的最短间距，以便合并信号。在对不同路径进行解调之前，必须首先确定接收信号路径的相对到达时间(或偏移)。信道单元调制解调器通过在一系列可能的路径偏移内进行“搜索”并测量每种可能路径偏移时接收到的能量来实现这一功能。如果与一个可能偏移，相应的能量超过了某个阈值，则可以将信号解调单元分配给该偏移。该路径偏移的信号可以与其它解调单元各自偏移时的信号相加。在1993年10月28日提交的题为“可接收多信号系统中的解调单元分配”的共同待批的的美国专利申请No.08/144,902中揭示了根据搜索器解调单元信号能量大小分配解调单元的方法和装置，该专利申请已经转让给了本发明的受让人。由于在合并信号质量下降之前所有的路径都同时使信号衰落，所以该申请中的瑞克分集接收机向数字链路提供了较高的可靠性。
图1表示从单个移动单元到达基站的一组示意性的信号。垂直轴代表接收到的功率大小，以分贝为单位。水平轴代表由多路径延迟引起的信号到达时间的延迟。指向纸面方向的轴(未画出)代表时间段。与纸面同一平面内的每个信号尖峰到达的时间相同，但是以不同的时刻由该移动单元发送。在同一平面内，右边的峰位先于左边的峰位由移动单元发送。例如最左边的尖峰2对应于最近发送的信号。信号尖峰2-7中的每一个都经过不同的路径，因此具有不同的时间延迟和幅度响应。尖峰2-7所表示的6个不同的信号尖峰表明环境的多路径特征较强。在市区环境下，形成的可利用路径一般较少。能量电平较低的波峰和波谷代表系统的噪声基值。搜索器单元的任务是鉴别出从信号尖峰2-7水平轴上测量得到的延迟以分配给解调单元。解调单元的任务是对一组多路径波峰进行解调以合并为一个信号输出。解调单元的另一个任务是对所分配的多路径波峰跟踪其随时间的运动情况。
水平轴也可以视作以PN偏移为单位。在任意给定的时刻，基站从单个移动单元接收各种信号，每个信号经过不同的路径并具有各不相同的延迟。移动单元的信号经PN序列调制。在基站还产生了PN序列的复制序列。每个多路径信号在基站单独与经过时序定位的PN序列编码一起调制。水平轴的坐标可以视为对应于用来解调该坐标轴上的信号的PN序列编码偏移。
如每个多路径信号流峰不平整的峰脊所示，每个多路径信号波峰的幅度随时间的变化而变化。在这里所示的有限时段内，多路径信号波峰没有发生重大的变化。在更长一段的时间范围内，随着时间的变化多路径信号波峰将消失并形成新的路径。随着移动单元在基站覆盖的区域内的运动，路径距离将发生变化，因此峰位还可能向前或者向后偏移。每个解调单元都跟踪这些经过定位后的信号的细小变化。
在典型的无线电话通信系统中，移动单元发射机可以采用对声音信息进行速率可变格式编码的声码系统。例如，由于话音的停顿，数据速率可能会降低。较低的数据速率减少了移动单元发送期间对其它用户的干扰。而在接收机端，或者与接收机相关的一端，可以采用声码系统重组语音信息。除了语音信息之外，移动单元也可以发送单独的非语音信息或者将两者混合发送。
在1991年6月11日提交的题为“可变速率的声码器”的共同待批的美国专利申请No.07/713,66l中揭示了适合于在这种场合下应用的声码器，该专利申请已经转让给了本发明的受让人。该声码器根据20毫秒(ms)帧话音动作，从语音信息数字样本产生以4种不同速率(即大约8000比特/秒(bps)、400bps、2000bps和1000bps)的数据编码。每帧声码器数据加上开锁，格式化为9600bps、4800bps、2400bps和1200bps数据帧。与9600bps数据帧对应的最高速率数据帧称为“全速率”帧；4800bps数据帧称为“半速率”帧；2400bps数据帧称为“四分之一速率”帧；1200bps数据帧称为“八分之一速率”帧。在编码过程和帧格式化过程，数据内都不包含速率信息。当移动单元在全速率以下发送数据时，发送信号的移动单元，其负载同期与数据速率一致。例如，当移动单元以四分之一速率发射信号时，只有四分之一的时间是工作的。其它四分之三的时间内移动单元不发射任何信号。移动单元内包含一个数据脉冲串随机化器。一旦给出发射信号的数据速率，数据脉冲串随机化器就确定移动单元发射和停止发射信号的筹元。在1992年3月5日提交的题为“数据脉冲串随机化器”的共同待批的美国专利申请No.07/846,312中对数据脉冲串随机化器作了进一步的阐述，该专利申请已经转让给了本发明的受让人。
在基站端，必须从接收后被解调还原成移动单元原始呼叫信号的呼叫信号群中鉴别出每个单独的移动单元信号。例如在美国专利No.5,102,459中就描述了一种对基站接收到的移动单元信号进行解调的系统和方法。图2为美国专利No.5,102,459所述用于解调反向链路移动单元信号的基站设备的框图。
在已有技术中，典型的基站包括多个独立的搜索器和解调单元。这些搜索器和解调单元受微处理器控制。在本实施例中，为了保持较高的系统容量，系统中的每个移动单元并不发射导频信号。反向链路上导频信号的省略延长了用于测量所有可能接收到移动单元信号的时间偏移所需的时间。导频信号一般以大于通信负载信号的功率发送，因此与接收到的话务承载信号相比，接收到的导频信号的信噪比有所提高。相反，在理想情况下，每个移动单元发射的反向链路信号，其到达时的信号强度等于从其它各移动单元接收到的功率强度，因此具有较低的信噪比。而且，导频信道发送的是一个已知的数据序列。如果没有导频信号，搜索过程就必须检查数据发射的所有可能性。
图2示出了已有技术基站的一个实施例。图2的基站包含一根或多根接收CDMA反向链路移动单元信号14的天线12。一般情况下，市区基站的覆盖区域被一分为三个称之为扁形区的子区域。每个扁形区有两根天线，典型的基站包含6根天线。接收到的信号由模拟接收机16下变频为基带，模拟接收机16对接收到的信号的I和Q信道进行量化并将这些数字化的数值经信号线18传送到信道单元调制解调器20。典型的基站包含多个与信道单元调制解调器20相似的的信道单元调制解调器(图2中未画出)。每个信道单元调制解调器20都支持一个用户。在较佳实施例中，信道单元调制解调器20包含4个解调单元和8个搜索器26。微处理器34控制着解调单元22和搜索器26的运行。每个解调单元22和搜索器26中的用户PN编码都设定为与分配给该信道单元调制解调器20的移动单元的编码一致。微处理器34沿着一组偏移(称为搜索窗口)逐个访问搜索器26，搜索窗口很可能包含了适合于分配解调单元22的多路径信号波峰。对于每个偏移，搜索器26都向微处理器34报告其在该偏移处测得的能量。随后由微处理器34将解调单元22分配给经搜索器26确认的路径。一旦其中一个解调单元22被锁定在指定偏移的信号上，它就脱离微处理器34的监视自行跟踪该路径，直到该路径上的信号衰落或者直到微处理器34分配给它新的路径。
每个解调单元22在结构上都非常相似。图3示出了图2解调单元22的细节。在图3中，数字化的输入信号假定是包含同相(I)和正交(Q)信号样本的4相相移键控信号(QPSK)信号。包含多比特值的I和Q信号样本被输入抽取器和解扩展器46。通常I和Q信号样本附加取样，造成接收输入时的数据速率高于筹元速率。在抽取器和解扩展器46中，进行数据抽取，使附加取样数据速率降低为PN筹元率。随后抽取器和解扩展器46利用移动单元内解调该信号的同一PN序列对数据进行解扩展。
抽取器和解扩展器46向累加器48输出经过解扩展的I和Q信号分量。累加器48将一个Walsh筹元周期内的I和Q信号分量累加起来生成累加的I和Q筹元数据。随后由快速HADAMARD变换器(FHT)和选择器52处理累加的I和Q筹元数据。FHT与选择器52的FHT部分借助所有可能的Walsh序列使累加的I和Q筹元数据相关联。随后利用每个I和Q关联结果来估计相应Walsh码元的大小。从每个I和Q关联结果估计出来的大小互相进行比较。FHT与选择器52的选择器部分选取与数值最大的I和Q关联结果对应的Walsh码元作为解调Walsh码元。解调的Walsh码元连同相应的Walsh码元估计值一起输出。
由于分配给不同解调单元的信号路径的到达时间是不同的，所以解调单元22还要对码元进行去除偏斜处理。送往合并器28(图2)的输出必须由去斜缓冲器54延迟，从而使每个解调单元22与其它解调单元同步提供数据。
能量累加器和锁定检测器44对连续的Walsh码元数值求和。求和结果输入微处理器34(图2)。求和结果还被能量累加器和锁定检测器44用来与阈值进行比较以指示是处于锁定状态还是非锁定状态。
由于移动单元的运动或者移动单元环境的变化，分配给解调单元22的信号路径的到达时间可能会发生变化。因此解调单元22包含了时间跟踪电路。抽取器和解扩展器46输出前后两组经过解扩展的I和Q信号分量用于时间跟踪过程。累加器50将一个Walsh筹元周期内前后两组经过解扩展的I和Q信号分量累加起来生成累加的前后两组I和Q筹元数据。时延装置40使累加器50的输出延迟到FHT与选择器52的结果可以利用为止。时延装置40必须存储大量的数据并且如果以集成电路芯片的方式实现，需要面积较大的模板。接着前后计量发生装置38将累加的前后I和Q筹元数据与对应解调Walsh码元的Walsh序列相乘并将结果累加以求出前后I和QWalsh码元的大小。将后期的码元数值减去前期的码元数值从而得到误差计量。误差计量被输出至时间跟踪装置36。时间跟踪装置36利用误差计量来判断抽取器和解扩展器46中的解扩展操作是否超前、滞后或者准时。微处理器34保持对解调单元22的绝对解调路径时间的跟踪。
再次参见图2，合并器28随后将每个解调单元22的FHT与选择器52输出与其它解调单元的输出合并。合并器28的输出为“软判决”解调码元，按正确识别原始发送的Walsh码元的置信度赋予权重。接着软判决被送至前向纠错译码器29作进一步的处理以恢复出原始的呼叫信号。该呼叫信号随后通过数字链路30(例如T1或E1链路)发送至公用交换电话网(PSTN)32。
与每个解调单元22一样，每个搜索器26包含一条解调数据路径连同一个能够在Walsh码元周期内完成一次FHT变换的FHT处理器。在每个Walsh筹元间隔内，FHT输入一个数值并输出一个数值，所以从这个意义上来说，FHT处理器是“实时”的。为了提供快速的搜索处理，必须采用多个搜索单元。搜索单元26在微处理器34的控制下扫描搜索某一移动单元的信息信号。对于每次处理的偏移，每个搜索器26通过对天线信号样本进行解扩展，将其累加入送往FHT变换的Walsh筹元，完成FHT变换和对搜索器所驻偏移处每个Walsh码元的最大FHT输出能量求和来求出该偏移的相关能量。最终的求和结果被送回微处理器34。
随着移动单元的运动或者其它反射物体在基站覆盖区域内的移动，多路径环境经常处于变化状态。所需的解调单元数量与通常存在任意时点上的可利用路径的数目呈一定的函数关系。为此，在图2的系统中，所用的四块解调器集成电路(IC)中的每一块包括两个搜索器26和一个解调单元24，对于每个信道单元调制解调器来说，总共有四个解调单元和八个搜索器。这12个处理单元的每一个都包含完整的解调数据通路，其中包括以面积较大且成本较高的集成电路方式实现的FHT处理器。除了4块解调器IC以外，信道单元调制解调器还包含调制器IC和前向纠错译码器IC，总共6块IC芯片。为了管理和协调引导解调单元及搜索器，需要使用能力强大且昂贵的微处理器。在以图2的调制解调器方式实现的方案中，解调单元和检索器等电路完全是独立的，需要由微处理器34严密控制以顺序按正确的偏移排序并处理FHT输出。每个Walsh码元微处理器34接收中断信号来处理FHT输出。仅此中断速率，就需要一高能微处理器。
如果能够将调制解调器所需的6块IC减少为所需微处理器支持较小的单片IC，就可以减少直接的IC成本和调制解调器板级制造成本，并可以采用低成本的微处理器(或者由单片高性能微处理器同时支持几个信道单元调制解调器)。仅仅缩小IC制造工艺的特征尺度并将6块芯片放在一块模板上是不够的。解调器的基本结构需要重新设计，以获取真正本轻利厚的单片调制解调器。由上述论述可见，有必要提供一种成本低廉而结构效率较高的单片接收和处理装置来解调扩频呼叫信号。
发明内容
解调多路径扩频通信信号用的流水线解调技术采用单片集成解调处理器服务于多个解调单元的前端组件。时间分割操作使将解调处理器内部的单系列处理组件可处理多路径分集信号，这些信号最终将合并以产生单一的输出信号。来自并行的解调单元前端组件组的信号由流水线式集成解调处理器组件处理，从而每个处理器组件在连续的时间上，对源于每个调制单元前端组件的信号施行模拟操作。
每个解调单元前端组件借助经过时间定位的伪噪声(PN)序列，对输入的扩频通信信号的不同的多路径部分进行解扩展。每次对与一Walsh筹元相当的数据解扩展后，每个解调单元前端组件的输出就输入存储缓冲器。存储缓冲器保存来自每个解调单元前端组件的Walsh筹元，直到累积成与一个Walsh码元相当的筹元。队列仲裁器对整个Walsh码元向单一共用变换机传递的过程进行控制，该变换机产生一个启动解调过程中流水线时间片操作的译码输出。
在第一时间片内，有相当于一Walsh码元的数据由共用变换机译码。在第二时间片内，变换机的译码输出由最大值检测组件和合并器处理，并且变换引擎可以用来处理其它任何可利用的完整Walsh码元。合并器保存变换输出以用于后续的求和过程，变换输出对应于其它的解调单元前端组件。最大值检测组件检测最大的变换输出能量和对应该输出的标号。
在第三时间片内，最大值检测组件的最大能量输出由同步检测组件处理而对应于该最大能量的标号被时间跟踪组件使用。同步检测组件将最大能量输出累加并进行滤波。时间跟踪组件利用与最大能量对应的标号从对应的解调单元前端组件取出前期和后期的Walsh码元并将前期的结果与后期的结果进行比较。为了保持与时间分割操作同步，在第三时间片内，可以利用变换机来处理任何其它可利用的完整Walsh码元，并且可以利用最大值检测组件和合并器来处理可利用的变换机输出。
在第四时间片内，时间跟踪组件对比较后的输出进行滤波和累加从而完成第二次时间跟踪操作。在第四时间片内，先前的组件继续可以用来在流水线方式下处理后续的解调单元前端组件的输出。
在一系列的时间片内，每个当前分配给有效多径信号的解调单元前端组件都提供一个在流水线过程中以级联方式存在的输出信号。当变换器处理完对应于一次发送的Walsh码元的每个解调单元前端组件输出后，由双最大值计量组件对求和输出进行第一遍处理。在随后的时间片内，双最大值计量组件的第一遍输出被送至功率控制判决组件而双最大值计量组件又完成第二遍处理以生成软判决数据。
附图的简要说明图1示意性地表示严重的多路径状态；图2为已有技术的通信网络解调系统的框图；图3为、已有技术的通信网络解调系统中解调单元的框图；图4表示按照本发明构造的示意性CDMA通信系统；图5为按照本发明构造的信道单元调制解调器的框图；图6为按照本发明构造的解调瑞克接收机的总体框图，包括解调器前端和流水线解调处理器的框图；图7为表示的是在一系列时间片上典型的流水线解调处理器分配的时序图；
图8为解调单元前端的框图；图9为解调单元队列仲裁器组件的框图；图10为时间跟踪组件的框图；图11为同步检测器组件的框图；图12为双重最大值计量组件的框图；图13为功率控制判决组件的框图。
实施发明的较佳方式本发明可以在各种数据传输送应用中实现，在用于语音和数据传输系统100内采用了图4所示的较佳实施例，其中称为移动电话交换局(MTSO)102的系统控制器和交换机完成接口和控制功能，从而使移动单元104通过基站106进行呼叫通信。MTSO 102控制公用交换电话网(PSTN)108与对移动单元104收、发信的基站106之间的呼叫路由选择。
图5示出了按照上面提及专利所述的CDMA方法和数据格式运行的信道单元调制解调器110A-110N和其他基站设施单元。多根天线112向模拟收发机116提供接收到的反向链路信号114。收发机116将信号下变频为基带并以8倍于PN筹元速率的采释速率对上述定义的CDMA接收信号进行采样。收发机116借助基站收信机(RX)底板信号118向信道单元调制解调器110A-110N提供数字化天线样本信号。当与基站建立起有效通信时，每个信道单元调制解调器110A-110N都分配给图4中的一个移动单元104。每个信道单元调制解调器110A-110N在结构上都是非常相近的。
当信道单元调制解调器110A分配给有效呼叫后，解调器前端122和集成搜索处理器128就利用上述专利及其应用中所述的PN序列从反向链路信号114所包含的多个呼叫信号中分离出特定呼叫的信号。信道单元调制解调器110A包括用来识别可以为解调器前端122所用的多径信号的单片集成搜索处理器128。在较佳实施例中，时间片FHT处理机120同时服务于集成搜寻处理器128和解调器前端122。和共享FHT处理机20和有关的最大值检测组件160不同，集成搜索处理器128是独立、自控和自主式装置。在1994年9月30日提交的题为“用于扩频多址联接通信系统的多路径搜索处理器”的共同待批的美国专利申请No.08/316,177中，对搜索处理作了详细论述，该专利已经转让给了本发明的受让人。
FHT处理机120是解调处理的核心。在较佳实施例中，FHT处理机120使接收到的64个Walsh筹元数值的序列与移动单元已经发送的每个可能的Walsh码元相关。FHT处理机120输出的是对应于每个Walsh标号的相关能量，其中相关能量越大，则移动单元所传送Walsh标号对应的码元的似然性越高。最大值检测组件160随后确定出64个FHT变换能量输出中的最大的一个。最大值检测组件160输出的最大相关能量和相应的Walsh标号以及FHT处理机120输出的64个相关能量都送至流水线式解调器处理器126作进一步的信号处理，下面将详细论述。
来自流水线式解调器处理器126的软判决码流输出至去交错器/前向纠错译码器130，进行去交错和译码。信道单元微处理器136监视整个解调过程并经微处理器总线接口134从去交错器/前向纠错译码器130获取经过恢复的数据。该数据随后通过数字回程链路121转至连接通过PSTN 108中的呼叫的MTSO 102。
前向链路数据通路的功能在很多地方与上述反向链路的相反。信号通过MTSO 102从PSTN 108提供给数字回程121。数字回程121通过信道单元微处理器136向编码器/交错器138提供输入。在对数据进行编码和交错之后，编码器/交错器138将数据传送至调制器140，在那里对数据进行如上述专利所述的调制。调制器140的输出被送至发送求和器142，在那里，在模拟收发机116进行上变频和放大之前先与其他信道单元调制解调器的输出相加。在1994年9月30日提交的题为“用于多数字波形求和的串行链接方式的互连”的共同待批的美国专利申请No.08/316,156中，对求和作了详细论述，该专利已经转让给了本发明的受让人。如上面提及的专利应用所述，与各信道单元调制解调器110A-110N对应的发送求和器可以以菊花链的方式级联起来，从而得到最终提供给的收发机116进行播发的求和结果。
如图5所示，信道单元调制解调器110的解调部分结构由解调器前端122和流水线式解调器处理器126这两个主要部分组成，它们通过FHT处理机120和最大值检测组件160连为一体。图6示出了解调器结构部分的更为详细的框图。这两个段之间工作的划分按照出现特定操作的频率来确定。在每个PN筹元内施行一次的功能(例如解扩展和Walsh筹元累加)被放入解调单元前端400A-400D。(虽然解调单元前端的数量一般并无限制，但是在较佳实施例中示出的是采用4个解调单元前端的方案。)在每个Walsh码元期间完成的操作(例如锁定检测、时间跟踪、合并和译码)，则在流水线式解调器处理器126中完成。
FHT处理机120、最大值检测160和流水线式解调器处理器126中的各个组件将处理操作划分为分立的“时间片”。在较佳实施例中，时间片的长度为64个时钟周期，等于FHT处理机120完成64个输入Walsh筹元数值变换所需的周期。采用速度8倍于PN筹元的速率的系统时钟，64个时钟信号就等于两个Walsh筹元或者1/32个Walsh码元。因此在接收相当于一个Walsh码元的数据的期间内可以完成32次变换。由于是高速操作，所以FHT处理机120可以在一个时间片内为解调和搜寻过程共享，从而代替了图2和3中已有技术的FHT处理器52。名义上，解调器前端122在每个Walsh码元内花费一个时间片向FHT处理器120输出完整保存的Walsh码元以用于正在解调有效信号的每个解调单元前端400。剩下的时间片可以为集成搜索处理器128使用，从而使搜索处理结果比图2和3采用的8个已有技术搜索器26快3倍。在不同的实施例中，剩下的时间片可以用来增加解调单元前端的数量。通过提高FHT处理机120的时钟速度，可以进一步改善性能。
在示例性的实施例中，解调器前端122包括4个相同的解调单元前端400A-400D。与图2已有技术的单元一样，天线样本信号一旦到达就被立即处理，所以从某种意义上说，解调单元前端400A-400D工作在“实时”方式下。图3所示所有无法保证在实时方式下进行的信号处理操作已经被指派给流水线式解调器处理器126、FHT处理机120和最大值检测组件160。每个解调单元400都完成余下的功能，即抽取、解扩展和Walsh筹元累加。为了实现上述功能，需要提供多个小型加法器和多路复用器(MUX)。
利用按时Walsh筹元缓冲器406和前/后Walsh筹元缓冲器404使对流水线式解调器处理器126解脱实时操作。当解调单元前端400A-400D中的一个向按时Walsh筹元缓冲器406和前后Walsh筹元缓冲器404提供与一个完整的Walsh码元码元相当的数据之后，在接下来的可用时间片内，Walsh码元被输出至FHT处理机120。在较佳实施例中，如果因两个或两个以上保存的Walsh码元欲同时使用FHT处理器而引起冲突时，解调单元队列仲裁器402根据先来先服务的原则，将它们按顺序排放在连续的时间片上。
一个完整的Walsh码元一旦被输出至FHT处理器引起120，即在连续时间片的锁定阶段中施行一系列的信号处理操作。不管Walsh码元来自哪一个解调单元前端400，流水线式解调器处理器126中的每个组件都将完成相同的操作。这一系列的信号处理操作被称为“流水线式解调事件”。图7示出了在典型的多路径环境下(其中每个解调单元前端400A-400D都分配给了不同的多路径信号)，每个时间片内各种包含流水线式解调器处理器126的处理组件资源分配。图7中时间线上的事件0-3标号称为第一发送码元Walsh 0的流水线式解调事件。由对应Walsh 0码元的按时Walsh筹元缓冲器406输出的第一Walsh码元称为事件0，且对应于来自解脱单元前端400A-400D中接收到最早到达的多径信号的解调单元前端400A-400D的数据。事件1、2和3对应于来自余下的3个解调单元前端400的数据，其中事件3代表与Walsh 0码元对应的最后一个可用码元。
图7的空格表示在对应的时间片内相应的资源还未被利用。从FHT处理机120和最大值检测组件160的资源分配中可以看到，FHT处理机120在流水线式解调事件和搜索过程之间是共享的。搜索处理“填充”在流水线式解调事件之间的用法模式内的空隙中。对于图7示意性的用法模式，第一流水线式解调事件，即事件0跟踪来自其他三个单元的至少相差两个Walsh筹元到达的多径信号，从而在事件0和事件1之间生成用法模式的空隙，从而使搜索过程可以在如图7用法分配中搜索标号所指示的时间片1内利用FHT处理机120。
图7右边打圈的数字表示与输出到FHT处理机120的数据(相当于-Walsh)码元有关的处理组件的相对时间片使用方法。例如，在较佳实施例中，在第一时间片内只有FHT处理机120被使用。在随后的时间片内，被使用的有最大值检测组件160、合并器使419，并且当处理与当前码元对应的最后一个事件时，使用双最大值计量414。在第三时间片内，被使用的是事件跟踪组件412，并且当处理与当前码元对应的最后一个事件时，使用双最大值计量414和功率控制判决416。在第四时间片内，再次使用事件跟踪组件412。
时间片用法模式取决于解调单元前端400A-400D所处理信号的多径偏移间隔和Walsh码元边界(与分配给时间片处理间隔的偏移有关)最终的时间关系。许多不同的多路径环境可能会产生与图7示意性用法模式相同的模式。例如，如果最后3个流水线式解调事件对应于几乎相同的偏移，则解调单元队列仲裁器402将依次在每个时间片排放一个事件，从而得到与图7相同的用法模式。如果最后3个事件的相应偏移相隔两个Walsh筹元(一个时间片)，则将产生相同的最终用法模式。
在时间片0内，Walsh 0码元中对应事件0的码元输入FHT处理机120。在较佳实施例中，在时间片0内，从按时Walsh筹元缓冲器406中读取64个Walsh筹元并输入FHT处理机120。在时间片1内，FHT处理机120向最大值检测组件160和合并器419串行输出64个相关能量。在时间片2内，事件跟踪组件412利用最大检测组件160中发现的最大相关能量的Walsh标号，揭开(即解扩展)来自前后Walsh筹元缓冲器404的前后Walsh筹元并将它们累加起来。在时间片2内，同步检测器410对最大相关能量进行滤波并利用该结果来确定与流水线式解调事件0对应的任何一个解调单元前端400A-400D的锁定状态。在时间片3内，事件跟踪组件412对前后采样点上的信号强度之差进行逼近，产生时间跟踪误差计量，随后时间跟踪误差计量经过滤波并被用于使信号的多径波峰与任何一个对应流水线式解调事件0的解调单元前端400A-400D的抑制过程同步。
对于流水线式解调事件1、2和3，当接收到相应的Walsh码元之后，重复进行相同的操作。当前Walsh码元的最后一个流水线式解调事件，即事件3由FHT处理机120在时间片4内处理。在时间片5内，合并器419的加法器418将FHT处理机120涉及事件3的输出与保存在合并器RAM 408内的前面处理过的流水线式解调事件的部分和相加。在时间片5内，双最大值计量414还寻找合并器419的加法器418输出的当前正在处理的Walsh码元(Walsh 0)的最大组合能量。在时间片6内，同一组合能量数值从合并器419的加法器418第二次送至双最大值计量414，从而使其能生成以下面将要详细论述的方式进行的软判决加权。在时间片6内，功率控制判决416将双最大值计量414在时间片5内计算得到的最大合并能量与阈值比较。功率控制判决416根据比较结果对移动单元产生功率调节命令。如同上面提及的美国专利5,056,109中所述的那样，功率调节命令放于正向链路功率控制子信道上。
现在参见图8，每个解调单元前端400包括一个I PN发生器480、用户PN发生器482和Q PN发生器484。用户PN序列通过XOR门486和488对I和QPN序列进行调制。OQPSK解扩展器448利用XOR门486和488的输出解扩展接收到的天线样本信号。定时信号发生组件458输出的PN时序选通信号与I PN发生器480、用户PN发生器482和Q PN发生器484逐个相连。在较佳实施例中，定时信号发生组件458名义上每8个系统时钟信号输出一个PN筹元选通信号。由于在较佳实施例中，系统时钟的速率是PN筹元速率的8倍，所以定时信号发生组件458以PN筹元的接收速率输出PN筹元选通信号。但是，当从时间跟踪组件412接收到提前或滞后的时限调整命令时，间隔就缩短至每7个系统时钟信号一个周期或者扩展到每9个时钟信号一个周期，随后又重新以名义上的8个系统时钟信号间隔开始。缩短或者扩展的间隔的作用是，通过调整PN解扩展序列的对准，提前或者滞后由解调单元前端400正在处理的偏移。
时间偏移寄存器456跟踪经过解调的多径波峰的绝对时间偏移。随着定时信号发生组件458所进行的提前或滞后调整，时间偏移寄存器456相应地递减或递增。时间偏移寄存器456可以由信道单元微处理器136通过位置状态寄存器450读取。信道单元微处理器136还可以通过写入偏移分配寄存器452，将解调单元前端400分配给新的偏移。当信道单元微处理器136发出重新分配的命令后，定时信号发生组件458响应位置比较454，相应地进行提前或滞后操作，不断重复这种调整直到时间偏移寄存器456等于偏移分配寄存器452。
通过天线选择寄存器446和MUX 440，信道单元微处理器136选取多个接收天线样本信号流中的一个进行解调。天线样本信号流由每个PN筹元的8个样本组成。借助称为抽取的过程，由抽取锁存器442按照当前偏移和PN筹元选通信号选取天线样本信号的子集以产生解调所用的每个PN筹元2个样本的数据流。定时信号发生组件458选通抽取锁存器442，使所得的样本位于被解调的多径信号的中心。延迟锁存器444根据需要使先前输出的值延迟以由OQPSK解扩展器448对交错四相相移键控(OQPSK)调制进行解扩展。在较佳实施例中，I和QWalsh筹元累加器460对4个解扩展样本求和以形成一个Walsh筹由元值。
如上所述，时间跟踪组件412确保解调单元前端400正在解调的样本信元位于所选多径信号的中心。正如下面将要详细论述的那样，为了实现时间跟踪功能，时间跟踪组件412除了测量所选择的调制中的按时到达信号以外，还测量时间上先到的一半PN筹元与后到的一半PN筹元的信号能量之差。为了计算前后到PN筹元的信号能量，必须以按时到达路径的方式解调完成前后样本信号的解调过程。在图8中，解扩展器448和Walsh筹元累加器460A与460B在按时、前期和后期的处理上是时间共享的。按时、前期和后期到达路径的OQPSK解扩展的差别仅仅在于来中抽取锁存器442和延迟锁存器444的经过抽取采样的天线样本，信号是如何与来自XOR门486和488的PN解扩展序列的对齐的。例如，前期、后期或者按时的解调取决于Walsh筹元的解调是开始于PN筹元的前半部分或后半部分以及样本信号随后是否与按时或先前的筹元的PN解扩展序列相关。
I和Q Walsh筹元累加器460A和460B包含3个由锁存器464、466和468组成的单元移位寄存器(为简明起见，只在I Walsh筹元累加器460A中画出)。锁存器464、466和468保存用于按时、前期和后期Walsh筹元累加的部分总和。部分总和与解扩展器448的相应输出对齐并不断循环直到加法器462对4个PN筹元求和以形成一个完整的Walsh筹元值。在对完整的Walsh筹元求和之后，累加锁存器464、466和468的求和值锁存入输出锁存器470。定时信号发生组件458向解调单元队列仲裁器402输出Walsh筹元选通信号。对此，解调单元队列仲裁器402向三态驱动器472、474和476发送缓冲器写入启动信号，驱动由所有解调单元前端400A-400D共享的总线。Walsh筹元从三相驱动器472、474和476中取值并写入按时Walsh缓冲器406，而前期/后期Walsh筹元缓冲器404在另一个Walsh筹元之前改写锁存器470内保存的数值。
如图9所示，解调单元队列仲裁器402协调解调单元前端400A-400D与FHT处理机120之间的数据流。由于不管筹元对应的是那个Walsh码元，解调单元前端400A-400D都解扩展和累加Walsh筹元的数据，所以解调单元前端400A-400D跟踪的最大时间单位是一个Walsh筹元。解调单元队列仲裁器402使跟踪Walsh码元内Walsh筹元数、功率控制组内Walsh码元数以及按时Walsh筹元缓冲器406和前期/后期Walsh筹元缓冲器404内地址的单元状态锁存器500A-500D内保持较大的时间尺度。在下面将要详细论述的事宜中，单元状态锁存器500A-500D的输出被用来确定解调单元前端400A-400D之一何时在按时Walsh筹元缓冲器406内保存完整的Walsh码元以在下一可用时间片内输出至FHT处理机120。
解调单元交接控制516不断监视解调单元前端400A-400D以确定是否有Walsh筹元选通信号。当解调单元交接控制516接收到Walsh筹元选通信号时，它向相应的解调单元前端400送回缓冲器写入启动信号，使得相应的解调单元前端400通过公用的三态总线将Walsh筹元值输出至前期/后期Walsh筹元缓冲器404和按时Walsh筹元缓冲器406。如果有两个或两个以上的解调单元前端400产生Walsh筹元选通信号时，则解调单元交接控制516中的优先权编码器将确定为其服务的先后次序。在服务于解调单元前端400A-400D之一的同时，下一状态发生器512使Walsh筹元计数状态递增，在合适的Walsh码元边界上，使相应的单元状态锁存器500A-500D内的功率控制组递增。下一状态发生器512还使保存在按时读取地址计数器504和前期/后期读取地址计数器508内的读取地址递增。
当保存在单元状态锁存器500A-500D之一内的状态指示已经到达Walsh码元的边界时，前期/后期Walsh筹元缓冲器404和按时Walsh筹元缓冲器406都包含相当于一个完整的Walsh码元的数据。当到达Walsh码元边界时，相应解调单元前端400的识别符、相应功率控制组内的码元计数以及“最后”比特(用来指示有关的流水线式解调事件是否为当前Walsh码元队列中的最后一个)经MUX 502和下一状态发生器512传送至控制字发生器514。状态机控制字发生器514跟踪“最后”指示符。控制字发生器514将控制字写入控制字队列FIFO(先进先出)缓冲器518。控制字队列FIFO缓冲器518由流水线式解调器处理器126在每个时间片内读取，从而在即使4个解调单元前端400A-400D几乎同时到达Walsh码元边界时，相应的控制字也将按照相应Walsh码元的服务次序在连续时间片内输入流水线式解调器处理器126。
控制字队列FIFO缓冲器518的输出对于从按时Walsh筹元缓冲器406到FHT处理机120的读取进行直接控制。按时读取地址计数器504通过下一状态发生器512选择的MUX 506生成按时Walsh筹元缓冲器406的合适地址。控制字队列FIFO518的输出还在第一时间片内控制FHT处理机120的操作。在随后的时间片内，控制字的流水线式延迟方式与流水线式解调器处理器126的流水线操作匹配从而使控制字始终与相应的数据在时间上定位。(有关流水线处理的详情，可参见图7。)第一锁存器520以流水线方式延迟输出至最大值检测组件160和合并器419的控制字，并且当确定有“最后”比特输出时，还对双最大值计量414进行控制。如果控制字指示对于最大值检测组件160没有可用的流水线解调事件，则最大值检测组件160可以为集成搜索处理器128使用。第二流水线锁存器524对时间跟踪组件412从前期/后期Walsh筹元缓冲器404中读取Walsh筹元进行控制。前期/后期读取地址计数器508通过下一状态发生器512选择的MUX 510生成前期/后期Walsh筹元缓冲器406的合适地址。第二流水线锁存器524的输出还对锁件检测器410进行控制。当确定有“最后”比特输出时，锁存器524还控制合并器419、双最大值计量414和功率控制判决416(图9中未画出)的操作，下面将要详细论述。第三流水线锁存器526的输出控制时间跟踪组件412的操作。时间片选通发生器522提供了通过锁存器520、524和526提前控制字的时间片边界选通。
在每个时间片内，必须从每个解调单元前端400A-400D将两个Walsh筹元写入按时Walsh筹元缓冲器406，并且如果在时间片内有一个Walsh码元的数据可以利用，则必须从按时Walsh筹元缓冲器406中读取包含64个Walsh筹元的完整Walsh码元。为了支持数据进出于按时Walsh筹元缓冲器406，将该缓冲器406划分为可独立读出和写入奇偶数Walsh筹元的两个部分。在FHT处理机120读取期间，在读取操作之间以多工复用方式施行从解调单元前端400A-400D到按时Walsh筹元缓冲器406的写入操作。在连续时钟下，读取和写入操作轮流切换于偶数和奇数缓冲器部分之间。当从缓冲器的偶数部分读取Walsh筹元时，缓冲器的奇数部分被写入Walsh筹元，或者与之相反。另外也可以利用双端口RAM。
在较佳实施例中，由于在任何一个时间片内只有一个解调单元前端400A-400D可以写入按时Walsh筹元缓冲器406，所以每个解调单元前端400A-400D可以共享同一缓冲器的偶数和奇数部分。前期/后期Walsh筹元缓冲器404和按时Walsh筹元缓冲器406同时被写入，因此可以共用对应于单元状态锁存器500的同一个写入地址发生器。如图9所示，由于前期/后期缓冲器的读取比按时缓冲器读取以流水线方式延迟两个时间片，所以前期/后期Walsh筹元缓冲器404和按时Walsh筹元缓冲器406需要独立的读取地址计数器。
为了处理数据Walsh码元可用与Walsh码元输出至FHT处理机120之间的延迟，较佳实施例中的按时Walsh筹元缓冲器406和前期/后期Walsh筹元缓冲器404保存一又四分之一个Walsh码元(即5/4个Walsh码元)的数据。当每个解调单元前端400分配给时间上相距很近的多路径波峰偏移从而一个接一个很快到达相应的Walsh边界时，延迟情况最为糟糕并且其值相同。如果这种最糟糕的延迟紧接在新的时间片开始后发生，则在第一Walsh码元可以输出至FHT处理器120之前必须经过一个时间片。输出另外保存的Walsh码元需要花费3个时间片。随后，在前期/后期Walsh筹元缓冲器404输出与最后的流水线解调事件对应的数据之前必须经过2个时间片。因此在完整读取按时Walsh筹元缓冲器406和前期/后期Walsh筹元缓冲器404中内容之前总共经过了7个时间片(或者14个Walsh筹元)。在该延迟间隔期间，写入缓冲器的Walsh筹元值无法改写还未读取过的值。利用深度为5/4个Walsh码元的环形缓冲器，一个Walsh码元总是开始于从缓冲器中距下一个Walsh码元起点1/4个Walsh码元或者16个Walsh筹元之处，从而确保了缓冲器的写入指针不会超过读取指针。Walsh码元模5计数保持在单元状态锁存器500内并且指示当前的Walsh码元开始于5个可能地址的哪一个。所选取的地址用来作为FHT处理机120读取64个Walsh筹元的基本地址。
如上所述，n阶Walsh函数可以以递归方式定义如下 这里W表示W的逻辑分量，并且W(1)＝|0|。
在较佳实施例中，生成的是n＝6的Walsh序列，因此采样6级蝶形格使64个输入值与FHT处理机120内64个Walsh函数相关联。在1993年12月22日公布的由H.Dehesh发明，题为“实现快速HADAMARD变换的方法及其装置”的共同待批的美国专利申请No.08/173,460中对FHT处理机120的蝶形方格结构和操作方法作了详细描述，该专利已经转让给了本发明的受让人并作为参考文献包含在本说明书中。最大值检测组件160确定FHT处理机120的64个相关能量输出中最大的一个，并将最大能量值送至锁定检测器410，将对应最大能量的Walsh标号送至事件跟踪组件412。
在连续的两个时间片内完成了事件跟踪组件412的处理。如图10所示，在事件跟踪组件412内，Walsh发生器554、锁存器540、XOR门542A-542D、累加器544A-544D、计量计算器546和加法器548构成了时间片上为流水线解调事件共享的数据通路。在事件跟踪处理的第一时间片内，事件跟踪组件412产生对应于从Walsh发生器554中最大值检测组件160接收到的Walsh标号的Walsh序列。事件跟踪组件412使Walsh时序与前期和后期Walsh筹元关联，这些筹元是在按时样本信号经过相应解调后于第三时间片内从前期/后期Walsh筹元缓冲器404读入锁存器540的。前期和后期的I和Q Walsh筹元经XOR门542A-542D与Walsh序列相关联。相关结果在相应的累加器544A-544D内求和，因此从锁存器540接收到的Walsh筹元与来自Walsh发生器的Walsh序列之间的相关性越高大，累加器544A-544D内保存的值就越大。
采用时间分割法，事件跟踪组件412只需等待一个时间片，以供最大值检测组件160确定FHT处理机120的最大相关能量输出和相应的Walsh标号。在图3已有技术的实时方法中，解调过程提取整个Walsh码元，并且在缓冲器40内需要一个额外的延迟Walsh码元来保存前期/后期Walsh筹元直到它们可以被使用。在时间分割方法中，无需保存前期和后期Walsh筹元，从而节约了相当大的存储区并提高了循环响应速度。
在第二时间片内，前期和后期偏移的能量由计量计算器546求近似值。(由于用能量电平进行比较，所以计量计算器546可以采用简单的近似法来代替实际能量计算，以节省存储区。)后期的能量近似值减去前期的能量近似值就生成了事件跟踪误差计量。每个解调单元前端400A-400D的计算误差计量在相应的相位累加锁存器550A-550D内求和。加法器548将当前的误差计量加入由MUX 552选取的相位累加锁存器550A-550D中合适的累加误差上。如果其中一个解调单元前端400A-400D采样过早，则相应的相位误差计量为正。累加一系列的正相位误差可能会引起锁存器550的溢出。溢出情况产生的推延使抽取器样本信号在多径信号波峰附近重新对齐。同样，累加一系列的负相位误差可能会使锁存器550下溢。溢出情况产生的提前使抽取器采样点在多路径信号波峰附近重新定位。在另外一种实现方式中，可以在保持锁存器中将误差计量连同用于锁存它们的Walsh标号保存起来，并且当所用的Walsh标号与最终选择的组合Walsh标号匹配时只允许在相位累加器中对计量求和。
参见图11，同步检测器410利用无限脉冲响应(IIR)滤波器计算解调单元前端400A-400D正在跟踪的各多径信号波峰的长期平均能量。每个解调单元前端400A-400D包括相应的能量滤波器锁存器582a-582D和相应的锁定比特置位/复位锁存器570A-570D。最大值检测组件160向功率组累加器566输出最大解调能量电平，而累加器566对6个连续Walsh码元上的能量输出求和。当解调单元队列仲裁器402提供的控制字指示Walsh码元为功率组内第六和最后一个时，在滤波加法器578中，功率组累加器566的输出与保存在能量滤波锁存器582A-582D相应一个(由MUX 584选择)内的滤波值的3/4相加。标量组件580提供3/4反馈权重，从而得到一个低通IIR滤波器。另外一种实现方式是采用例如15/16的反馈权重，以Walsh码元的速度滤波并获得类似的滤波器响应。
MUX 584输出的滤波能量分别由入锁比较器562和失锁比较器568将其与保存在入锁阈值560内的数值和保存在失锁阈值564内的数值进行比较。如果能量大于保存在入锁阈值560内的数值，则将相应的一个锁定比特置位/复位锁存器570A-570D置为入锁状态。如果能量小于保存在失锁阈值564内的数值，则将相应的一个锁定比特置位/复位锁存器570A-570D复位至异步状态。否则保持状态不变。由于一旦锁定机构偏离锁定状态，则必须将能量提高至入锁阈值560保存的数值以上才能返回锁定状态，而一旦锁定机构进入锁定状态，则必须将能量降低至失锁阈值564保存的数值以下才能脱离锁定状态，所以产生了锁定状态的滞后效应。
功率组累加器566、滤波加法器578、标量组件580和比较器562、568包含了处理各个流水线解调事件时经过的数据通路。信道单元微处理器136可以将保存在能量滤波锁存器582A-582D中的滤波能量与集成搜索处理器128找到的其他潜在多径信号波峰进行比较。信道单元微处理器136可以将解调单元前端400A-400D重新分配给集成搜索处理器128找到的随多路径环境变化和峰的移动而变化的新偏移。
图6所示的合并器419对每个流水线解调事件的相同编号相关能量求和，在利用合并器加法器418进行处理时，每个流水线解调事件对应于入锁状态下解调单元前端400之一。部分和保存在合并器RAM408中。如果锁定检测器410提供的相应的锁定指示符处于失锁异步状态，“与”门420就使流水线解调事件的相关能量取值为零。当处理当前Walsh码元的第一流水线解调事件时，从合并器RAM 408送往合并器加法器418的输入项为零，从而只将来自FHT处理机120的能量简单地保存在合并器RAM408中。当处理与当前Walsh码元对应的下一个流水线解调事件时，由合并器加法器418从合并器RAM 408读取保存的数值，与输入的相关能量相加并作为新的部分和写回合并器RAM 408。当处理当前Walsh码元的最后一个流水线解调事件时，最后的组合相关能量在写入合并器RAM 408的同时被送至双最大值计量414。通过将在处理流水线事件结果时对它们进行合并，合并器RAM 408自然而然地起到了时间对齐流水线解调时间的作用，从而省去了图3所示已有技术结构中的去除偏斜缓冲器54。
在较佳实施例中，分配给解调单元前端400A-400D之一的两个多径信号波峰的最大允许时间差为一个Walsh码元。如果不是这种情况，合并器RAM 408将保持不止一个Walsh码元的部分和，并且图9中合并器419的控制逻辑和控制字发生器514将更为复杂。另外一种实现方式是可以通过增加流水线解调器处理器126的控制逻辑来避免Walsh码元多径倾斜的限制。
在连续的两个时间片内完成了双最大值计量组件414中的处理，并且在1993年6月24日提交的题为“利用双最大值计量发生过程的非相干接收机”的共同待批的美国专利申请No.08/083,110中对此作了描述，该专利已经转让给了本发明的受让人。在时间片内，当流水线解调器处理器126服务于当前Walsh码元最近到达的输出而加法器418正在生成最终的组合能量值时，双计量414寻找组合能量的最大值。双最大值计量414的详细组件示于图12中。来自加法器418的第一能量值保存在最大能量锁存器614内。对于每个连续串行输入至双重最大计量414的相关能量，比较器616确定新的能量值是否大于最大能量锁存器614内保存的数值。如果能量值较大，则最大能量锁存器614处于使能状态并且将最大能量作为新的能量值保存在最大能量锁存器614内。当接收到的每个能量值输入双最大计量组件414内时，Walsh指数计数器618跟踪这些能量值所对应的Walsh码元标号。当比较器616指示已经接收到最大值时，相应的Walsh标号锁存入标号锁存器620。
下一时间片内，前一时间片内输出并已经保存在合并器RAM 408内的同一能量值再次从合并器419输出至双最大值计量414。在该第二时间片内，对于6个二进制数字的其中一个，每对比特能量锁存器610A-610F和比较器612A-612F确定极性与锁存在标号锁存器620中的最大能量标号相反的这组Walsh码元的最大能量值。例如，如果最大组合相关能量值的Walsh标号为101100，则比特0能量锁存器610A和比较器612A将寻找最大的奇数相关能量，即相应的Walsh标号最低有效位为1的那组能量值。比特5能量锁存器610F和比较器612F将寻找前32个相关能量值中最大的一个，即相应的Walsh标号的最高有效位为0的那组能量。随后通过MUX 614一次选择一个保存在比较器612A-612F中的能量值，并从加法器622的最大组合相关能量中减去该能量值。加法器622的输出向标号锁存器620中保存的解调码元流提供软判决加权。条件反相器628提供软判决大小数据，它根据指数锁存器620中保存的所选标号的相应比特值(1或0)，有条件地反相。不同的是可以在本发明的范围内采用双最大值计量414的单通方案。一种这样的单通结构可以利用12个比较器锁存器对来代替6个的锁存器对，从而能量值无需两次输入就能确定两种方案的互补能量。
条件反相器628的软判决输出送至去交错器/译码器130。与图2的合并方法不同，该图中每个解调单元的最大相关能量才对最终的组合码元有贡献，而流水线解调事件的64个相关能量值中的每一个都起着确定最大组合相关能量的作用。由于所有的流水线解调事件处理都在单片模板内进行而合并与译码处理都用最少的微处理器控制进行，所以双最大值处理是可行的。在图2的已有技术结构中，每个解调单元22由微处理器34分开控制。如果试图采用图2的已有技术结构实现双最大值译码，则由于信息带宽的要求，需要速度较快而价格也较为昂贵的微处理器。
图13所示的功率控制判决416对双最大值计量组件414在功率组累加器602内功率控制组的6个连续Walsh码元上提供的最大相关组合能量进行求和。利用比较器606将功率组累加器602的输出与保存在由信道单元微处理器136定义的功率控制阈值600的阈值进行比较。如果功率组累加器602的输出超过保存在功率控制阈值600内的功率控制阈值，则通过正向链路功率控制子信道向移动单元发送降低功率命令。如果功率组累加器602的输出低于保存在功率控制阈值600内的功率控制阈值，则发送提高功率命令。在另外一种实现方案中可以根据对合并过程有贡献的解调单元前端的数量，选择其中一组阈值。在又一种实现方案中可以对每个解调单元的最大相关能量加权，以代替采用最大组合相关能量。
本发明的结构与已有技术相比，具有许多优点。例如，由于一组解调单元前端组件共用复杂的处理组件，所以只要增加新的解调单元前端组件就能提高新解调新增信号路径的能力。解调单元前端组件无需面积很大的模板，所以将扩展解调能力的成本降低到了合理的水平。
本发明的结构也可以通过提高FHT处理的时钟频速率来扩展。通过使FHT处理机的时钟速率提高一倍，码元的处理速率也相应提高了一倍。因此FHT处理机的时钟速率加倍可以方便地增加解调单元前端或者在搜索处理期间处理更多的码元。在同样情况下，经过提升的FHT处理器时钟速率可以适应较高的空中接口数据速率。例如，如果接收数据的速率提高了一倍，则FHT处理器的运行速率简单地提高一倍就可以在相同的结构下支持两倍的数据吞吐量。
本发明的另一个突出优点是无需存储大量的数据来实现时间跟踪功能。在图3中，延迟装置40通过保存时间累加器50输出的Walsh码元直到主数据通路的FHT和选择器52的结果可以使用为止来延迟累加器50的输出。在已有技术中，FHT和选择器52的结果在每个Walsh码元期间只完成一次Walsh码元的变换，所以引起了一个Walsh码元从输入到输出的延迟。这样，延迟装置40必须保存相当于一个完整Walsh码元的数据以在连续存储输入数据的同时向前期和后期计量发生38输出。利用本发明，在接收到完整的Walsh码元之后，每个接收到的Walsh码元的FHT处理结果可以在几个时间片内为时间跟踪电路使用，因此在很大程度上减少了必须存储的数据。这样前期/后期Walsh筹元缓冲器的规模和成本与延迟装置40的相比大为缩检。
本发明的另一个突出优点是控制操作所需的微处理器控制量最少。参见图2和3，随着每个解调单元22的结果在合并器28内组合并在随后的处理组件中处理，微处理器34需要逐个码元地对操作进行控制。本发明避免了这种微处理器的直接而持续的控制。因此，图5的信道单元微处理器136与图2的微处理器35相比，处理能力的要求大为降低。另外，也可以采用功能强大的单片微处理器来控制多个信道单元调制解调器和其他基站功能。
扩频谱多址连接通信系统结构的优点并不局限于这里所述的几个，更多的优点将在本发明的应用中显现出来。例如，可以用其他的编码和译码装置代替Walsh码元和FHT译码。对本发明的结构也可以作微小的改动。例如每个解调单元前端可以保存其自己的解扩展筹元并直接向FHT处理器提供相当于一个Walsh码元的数据，从而省去了码元缓冲器。对于本领域内的技术人员，前面较佳实施例的描述足以使他们实现本发明。对于他们来说，在不偏离本发明的精神的前提下对本发明作各种修改是很容易的。因此本发明的范围由后面所附的权利要求来限定。
权利要求
1.一种流水线解调处理器，它接收由一组共享公共频带的扩频调制呼叫信号组成的天线信号并对所述扩频调制呼叫信号内的有效呼叫信号进行处理，所述有效呼叫信号来源于远地发射单元，所述流水线解调处理器的特征在于包含多个接收所述扩频调制呼叫信号的数据样本的解调单元前端，其中每个扩频调制呼叫信号包括一系列以固定长度组编码为一系列码元的比特，所述码元由一系列包含发送速率的代码筹元构成，所述数据样本在所述发送速率下接收并用于提供解扩展代码筹元；筹元缓冲器，从每个所述解调单元前端接收所述解扩展代码筹元并保存有限数量的所述解扩展代码筹元以汇集成对应于第一单元码元的一组所述解扩展代码筹元，所述第一单元码元来自所述多个解调单元前端中的第一个并对应第一发送码元；变换处理机，用于从所述筹元缓冲器接收所述第一单元码元并对所述第一单元码元进行译码以产生第一系列估值，其中所述第一系列估值包括对应所述相应系列比特的每个代码系列的能量电平，所述变换处理机以高于所述发送速率的速率对所述第一单元码元进行译码；用于接收和保存第一系列估值的合并器；最大值检测器，用于接收所述第一系列估值并确定所述第一系列估值的最大能量电平和相应的代码序列；时间跟踪组件，用于接收对应所述最大能量电平的所述代码序列指示并向所述第一个解调单元前端提供提前或滞后指示。
2.如权利要求1所述的流水线解调单元，其特征在于所述筹元缓冲器进一步保存有限数量的所述解扩展代码筹元以汇集成对应于第二单元码元的第二组所述解扩展代码筹元，所述第二单元码元来自所述多个解调单元前端中的第二个并对应所述第一发送码元，其中所述变换处理机进一步从所述筹元缓冲器接收所述第二单元码元并对所述第二单元码元进行译码以产生第二系列估值，其中所述第二系列估值包括对应所述相应系列比特的每个代码系列的能量电平，所述合并器用于进一步接收所述第二系列估值，将所述第二系列估值的每个所述能量电平与所存系列估值的一组能量电平按照相应的相似代码序列相加，并提供经过求和的系列估值，所述流水线处理器进一步包含双最大值计量，用于接收对应所述第一发送码元的所述求和所得系列估值并提供对应所述第一发送码元的软判决输出。
3.如权利要求2所述的流水线解调单元，其特征在于所述保存系列估值为所述第一系列估值。
4.如权利要求2所述的流水线解调单元，其特征在于所述保存系列估值为所述第一系列估值与至少一个其他系列估值之和。
5.如权利要求2所述的流水线解调单元，其特征在于进一步包含功率控制判决组件，用于接收所述软判决输出并向所述远地发送单元提供功率控制指示。
6.如权利要求1所述的流水线解调单元，其特征在于进一步包含锁定检测器，用于接收所述最大能量电平并提供关于所述第一解调单元前端是否分配给有效呼叫信号的指示。
7.如权利要求1所述的流水线解调单元，其特征在于进一步包含集成搜索处理器，用于接收所述扩频调制呼叫信号组的所述数据样本并提供第一搜索码元，其中所述变换处理机进一步用于接收来自所述集成搜索处理器的所述第一所述码元并对所述第一搜索码元进行译码以生成第一搜索系列估值。
8.如权利要求1所述的流水线解调单元，其特征在于进一步包含队列仲裁器，用于控制所述解扩展代码从每个所述解调单元前端传递到所述筹元缓冲器和所述第一单元码元从所述筹元缓冲器传递到所述变换处理机。
9.如权利要求1所述的流水线解调单元，其特征在于每个所述解调单元前端进一步提供前期解扩展代码筹元和后期解扩展代码筹元，所述流水线解调处理器进一步包含前期和后期筹元缓冲器，用于从每个所述解调单元前端接收所述前期解扩展代码筹元和后期解扩展代码筹元，并保存有限数量的所述前期解扩展代码筹元以汇集成一组所述前期解扩展代码筹元，从而形成对应所述第一单元码元的第一前期码元，还保存有限数量的所述后期扩展代码筹元，以汇集成一组所述后期扩展代码筹元，从而形成对应所述第一单元码元的第一后期码元。
10.如权利要求9所述的流水线解调单元，其特征在于包含队列仲裁器，用于控制所述解扩展代码筹元从每个解调单元前端传递到所述筹元缓冲器，所述前期解扩展代码筹元从每个解调单元前端传递到所述前期和后期筹元缓冲器，所述后期解扩展代码筹元从每个解调单元前端传递到所述前期和后期筹元缓冲器，以及所述第一单元码元从所述筹元缓冲器传递到所述变换处理机。
11.如权利要求9所述的流水线解调单元，其特征在于所述时间跟踪组件进一步接收所述第一前期码元，使所述第一前期码元与对应所述最大能量电平的所述代码序列相关，以生成前期能量电平，接收所述第一后期码元，使所述第一后期码元与对应所述最大能量电平的所述代码序列关联起来以生成后期能量电平，而且求出所述前期能量电平与所述后期能量电平之间的差值并利用所述差值生成所述提前或者滞后指示。
12.如权利要求1所述的流水线解调单元，其特征在于每个所述解调单元前端包括伪噪声(PN)序列发生器，用于生成PN数据筹元序列，其中所述PN数据筹元序列对应于用来调制所述有效呼叫信号的PN数据筹元序列，每个所述的解调单元前端产生在时间偏移其他各个所述解调单元前端的所述PN数据筹元序列；抽取复用器，用于接收所述扩频呼叫信号组的所述数据样本并选择所述数据样本的一部分；解扩展器，用于使所述数据样本的所述部分与所述PN数据筹元的序列相关，并生成相关输出比特；筹元累加器，用于累加一组所述相关输出比特以构成其中一个完整的所述解扩展代码筹元；定时信号发生寄存器，用于控制所述PN数据筹元序列的所述时间偏移和所述数据样本的所述部分的所述选择。
13.一种对按一组信号接收的一个信号进行解调的方法，所述信号由一系列以固定长度组编码为一系列码元的数据比特组成，所述码元系列以一种码元速率发送，所述信号用以发送时间位的伪噪声(PN)进行扩频调制，其特征在于，所述解调方法包括以下步骤借助与所述发送时间在时间上偏移第一数量的所述PN序列解扩展所述信号样本的第一固定长度组以在所述码元速率下生成第一系列码元估值；借助与所述第一偏移量偏移前期因数的所述PN序列解扩展所述信号样本的第二固定长度组以生成第一前期系列码元估值；借助与所述第一偏移量偏移前期因数的所述PN序列解扩展所述信号样本的第三固定长度组，以生成第一后期系列码元估值；在第一时间片内对所述第一系列码元估值的所述第一码元估值进行译码以生成第一组标号估值，所述第一组标号估值包含每个与第一发送码元对应的码元值所对应的能量值；在第二时间片内确定所述第一组标号估值的最大能量值；在所述第二时间片内保存所述第一组标号估值以产生所保存的一组标号估值；在第三时间片内通过使所述第一前期系列码元估值与对应所述最大能量值的所述码元值相关，以解扩展前期能量值；在第四时间片内通过使所述第一后期系列码元估值与对应所述最大能量值的所述码元值相关，以解扩展后期能量值；在第四时间片内将所述前期能量值与所述后期能量值的差值与保存的定时数值相加；借助与所述发送时间在时间上偏移第二数量的所述PN序列解扩展所述信号样本的第四固定长度组，以在所述码元速率下生成第二系列码元估值；借助与所述第二偏移数量偏移-前期因数的所述PN序列解扩展所述信号样本的第五固定长度组，以生成第二前期系列码元估值；借助与所述第二偏移数量偏移-前期因数的所述PN序列解扩展所述信号样本的第六固定长度组，以生成第二后期系列码元估值；在第五时间片内对所述第二系列码元估值的所述第二码元估值进行译码以生成第二组标号估值，所述第二组标号估值包含每个与第一发送码元对应的码元值所对应的能量值；在第六时间片内确定所述第二组标号估值的最大能量值；在所述第六时间片内根据相似的相应码元值将所述第二组标号估值与所述保存的一组指数估值相加，以产生经过求和的一组标号估值；在第七时间片内通过使所述第二前期系列码元估值与对应所述第二组标号估值的所述最大能量值的所述码元值相关，以解扩展第二前期能量值；在第七时间片内通过使所述第二后期系列码元估值与对应所述第二组标号估值的所述最大能量值的所述码元值相关，以解扩展第二后期能量值；在第八时间片内将所述第二前期能量值与所述第二后期能量值的差值与第二保存定时数值相加；在第十时间片内对所述经过求和的一组标号估值进行双最大值处理以生成软判决数据。
14.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述第二固定长度样本组与所述第三固定长度信号样本组相同。
15.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述第二时间片与所述第五时间片同时发生，所述第三时间片与所述第六时间片同时发生，以及所述第四时间片与所述第七时间片同时发生。
16.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述第三时间片与所述第五时间片同时发生，所述第四时间片与所述第六时间片同时发生。
17.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述第一存储定时数值超出预先确定的阈值，同时进一步包含使所述第一偏移量相对所述发送时间提前的步骤。
18.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述第二存储定时数值超出预先确定的阈值，同时进一步包含使所述第二偏移量相对所述发送时间滞后的步骤。
19.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述PN序列包含一系列的PN筹元，其中每个PN筹元均有一持续时间，所述第一固定长度信号样本组在每一PN筹元持续时间包含两个信号样本。
20.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述PN序列包含一系列的PN筹元，其中每个PN筹元均有一持续时间，所述第二保存定时数值低于预先确定的阈值，同时进一步包含使所述第二偏移量相对所述发送时间滞后八分之一PN筹元持续时间的步骤。
21.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述PN序列包含一系列的PN筹元，其中每个PN筹元均有一持续时间，所述前期因数和后期因数等于PN筹元持续时间的一半。
22.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述保存所述第一组标号估值的步骤包括按照相似的相应码元值将所述第一组标号估值与前一组保存的标号估值相加的步骤，其中所述前一组保存的标号估值对应于所述第一发送码元。
23.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述第二偏移大于所述第一偏移，所述对所述第二码元估值译码的步骤导致双最大值处理的步骤。
24.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述系列码元中的每个码元的持续间隔等于所述码元速率的倒数，每个时间片均有一持续时间，而且所述码元持续间隔时间大于所述时间片持续间隔的32倍。
25.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述系列码元中的每个码元的持续间隔等于所述码元速率的倒数，所述第一偏移量和所述第二偏移量的差值小于一个码元的持续间隔。
26.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于进一步包含的步骤是，在第三时间片内将对应所述第一系列码元估值的所述最大能量值与保存的锁定检测数值相加。
27.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述第二时间片与所述第五时间片同时发生，并且所述第四时间片与所述第七时间片和所述第十时间片同时发生。
28.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于进一步包含的步骤是，在第九时间片内确定所述经过求和的一组标号估值的最大总计能量。
29.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述第二时间片与所述第五时间片同时发生，所述第三时间片与所述第六时间片和所述第九时间片同时发生，而且所述第四时间片与所述第七时间片和所述第十时间片同时发生。
30.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述第二时间片与所述第五时间片同时发生，并且所述第三时间片与所述第六时间片和所述第十时间片同时发生。
31.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述数据比特系列以所述固定长度组进行Walsh码元。
32.如权利要求13所述的信号解调方法，其特征在于所述译码步骤包括完成快速Hadamard变换的步骤。
全文摘要
本发明提供一种用于扩频通信系统的集成调制解调器(110)。调制解调器包括解扩展接收到的多径信号的解调器前端(122)。按时间片进行操作的单片变换处理机(120)解调各个解扩展多径信号。变换处理机(120)的输出提供给最大值检测电路(160)和流水线处理器(126)。同样按时间片操作的流水线处理器(126)合并和进一步处理解调的多径信号，以提供软判决信号给去交错器/译码器(130)进行去交错和纠错译码，从而恢复接收的数据。调制解调器(110)还包括编码器/交错器(138)、调制器(140)和发送求和器(142)，以发送扩频调制数据。
文档编号H04B7/216GK1145703SQ96190032
公开日1997年3月19日 申请日期1996年1月16日 优先权日1995年1月13日
发明者J·A·莱斐, D·E·沃纳, K·D·伊斯顿 申请人:夸尔柯姆股份有限公司