专利名称：线路均衡器控制方法，积分电路，频移电路和传输装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及适用于通过诸如专用小交换机线路或用户拥有线路这样的金属线路进行数据传输的传输装置，以及用在该传输装置中的线路均衡器控制方法，积分电路，和频移电路。
调制解调器被广泛用于通过专用小交换机线路或类似线路传输数据。具体而言，人们对低价格高传输速率的调制解调器有强烈的期望。人们需要传输速率高于常规数据传输调制解调器速率约1.5Mbps(举例)的高速调制解调器，因为图像信息包括大量的信息。
图33是表示普通调制解调器配置的框图。图33所示的调制解调器280通过中继线与对端的调制解调器交换数据。调制解调器280包括通过中继线接收数据信号并将其输出到终端或类似装置的接收部分281，以及通过中继线将数据信号从终端传输到对端装置的发送部分286。
发送部分286从功能上包括逻辑处理单元286a，频响跌落(roll-off)滤波器(ROF)286b，调制器286c，数模(D/A)转换器286d，和其它部分。接收部分281从功能上包括模数(A/D)转换器281a，线路均衡器281b，解调器281c，频响跌落滤波器281d，自动增益控制单元(AGC)281e，自动均衡器(EQL)281f，载波检测单元(CD)281g，计时抽取单元281h，时钟信号发生器281i，和其它部分。
在硬件方面，发送部分286和接收部分281的组合由A/D转换器，D/A转换器，MPU(微处理器单元)和执行数字信号处理的DSP(数字信号处理器)形成。
在这样的布置中，在调制解调器280与对端调制解调器进行数据交换之前，在开始数据发送之前先将一训练信号发送给对端装置。根据该训练信号进行所谓的训练过程来调整接收侧调制解调器中的自动增益控制回路(AGC)和线路均衡器(LEQ)或类似装置。在该训练过程中，由于线路特性造成电平衰减和频率特性失真的接收信号被调整为适当的情况。
然后，在图33所示的调制解调器280的发送部分286中，从通过逻辑处理单元286a的处理过程的一个端点(举例)在发送数据信号中产生一个信号点。频响跌落滤波器286b对该信号点进行波形整形处理。调制器286c对处理后的信号点进行调制。然后D/A转换器286d将调制后的信号转换为模拟信号接着将其作为数据信号输出。
在布置在调制解调器280中的接收部分281中，A/D转换器281a将通过中继线从对端装置输入的模拟接收信号转换为数字信号。然后解调器281c对接收信号进行解调制。
然后，频响跌落滤波器281d对来自解调器281c的解调后信号进行波形整形处理。接着，自动增益控制单元281e自动对来自频响跌落滤波器281d的接收信号的增益进行控制。自动均衡器281f对来自自动增益控制单元281e的信号进行均衡，并然后将得到的信号输出到接收终端或类似装置。
为了配置通过将上述调制解调器与诸如专用小交换机线路这样的金属中继线相连而构成的通信系统，需要考虑图34中表示的金属中继线的频率特性。即如图34所示，金属中继线具有
频率特性。金属中继线倾向于使信号的幅值失真，具体地是与低频分量相比对高频分量的衰减更大。
当接收侧的调制解调器接收到通过具有上述特性的金属中继线传输的数据信号时，接收侧调制解调器中的接收信号的频率特性变为
。在布置在图33所示的调制解调器280中的接收部分281中，线路均衡器281b对由于上述中继线特性而改变的接收信号的频率特性进行补偿。线路均衡器281b可例如由上述DSP形成。
图35表示对上述接收信号的
频率特性进行均衡的线路均衡器281b的特性的一个例子。也就是说，线路均衡器281b具有
特性以校正图34所示由中继线引起的频率特性失真。这一特点能够使得接收信号的频率特性变平缓。
对于线路均衡器281b的特性而言，需要根据中继线的情况，或接收信号幅值失真的程度改变图35所示的特性的斜率。理想的是线路均衡器281b能够应付从平的部分到陡的部分的特性范围。为了实现这样的要求，常规的线路均衡器采用了二级高通滤波器(HPF)。
但是，在布置在图33所示的调制解调器280的接收部分281内的线路均衡器281b中，为利用二级HPF实现平缓特性需要将HPF分接电路系数设为非常大的值。
在这种情况下，由于定点算术运算不能被采用来进行数字信号处理用于线路均衡器，因而采用浮点算术运算。也就是说对于线路均衡器必须使用采用浮点算术运算的DSP。但是，使用采用浮点算术运算的DSP导致制造成本的增加和处理速度的下降。
因此，当系统被利用采用上述浮点算术运算的DSP进行配置时，高制造成本和降低的处理速度，而不是平缓特性的实现就成为需要对待的更加重要的问题。
为了利用图33所示的调制解调器280进行数据传输，在开始数据传输之前要先交换训练信号。然后根据收到的训练信号对均衡器和自动增益控制回路进行控制。由于这一原因，培训执行需要较长的时间。
特别是在在接收侧包括多个调制解调器并联以便从发送侧调制解调器广播数据的通信系统中，训练所需的时间使得中继线连接建立后无法立即开始数据传输。
近年来，人们希望使得开始数据传输所需的时间尽可能少。但是如上所述，问题在于与接收侧调制解调器在开始数据传输之前进行的训练延长了数据传输开始时间。
还有，为了响应目前对提高调制解调器处理速度的希望，希望能够在保留常规调制解调器的信号处理功能的同时尽最大可能减少DSP或类似装置的信号处理功能。
本发明就是为了克服上述问题而提出的。本发明的一个目的是提供一种线路均衡器控制方法，它使得装置能够以低制造成本配置并以高处理速度进行线路均衡处理，且具有根据线路条件所要求的期望特性。
本发明的另一目的是提供一种积分电路，它使得装置能够以低制造成本配置并以高处理速度进行线路均衡处理，且具有根据线路条件所要求的期望特性。
本发明的另一目的是提供一种频移电路，它使得装置能够以低制造成本配置并以高处理速度进行线路均衡处理，且具有根据线路条件所要求的期望特性。
本发明的另一目的是提供一种传输装置，它使得装置能够以低制造成本配置并以高处理速度进行线路均衡处理，且具有根据线路条件所要求的期望特性。
本发明的另一目的是提供一种不需布置不同的自动控制回路就可进行自动增益控制的传输装置。
本发明的另一目的是提供一种能够控制线路均衡器或类似装置而在开始数据发送之前不进行训练的线路均衡器控制方法和传输装置。
为了实现上述目的，根据本发明，线路均衡器控制方法的特征在于抽取加在发送信号上的多个音频信号的抽取步骤，这多个音频信号每个均具有特定的频率分量；判断抽取的音频信号电平的判断步骤；和根据被判断的音频信号的电平控制均衡接收信号的线路均衡器特性的控制步骤。
根据本发明，线路均衡器控制方法的特征在于抽取包括在接收信号中的多个信号的每一个，这多个信号每个均具有特定的频率分量；计算每个抽取的信号的特定频率信号分量的电平；根据每个计算出的特定频率信号电平计算决定线路均衡器特性的系数；根据以特定频率信号电平表示的接收信号特性控制被计算的系数；以及然后切换线路均衡器的级的步骤。
此外，根据本发明，传输装置具有作为接收信号接收叠加有每个具有特定频率分量的多个音频信号的发送信号的接收部分，该接收部分的特征在于用来均衡接收信号的线路均衡器；和用来根据包括在线路均衡器的输出信号中的多个特定频率信号的电平以反馈方式控制线路均衡器的线路均衡器控制单元。
如上所述，根据本发明，线路均衡器或类似装置的滤波器特性可根据从接收信号中抽取出的特定频率信号的电平在控制步骤中(或用线路均衡器控制单元)被自动控制以相应构成二级，一级和零级滤波器。因此，其优点在于装置可以低成本构成且线路均衡过程可以按照中继线情况的理想特性以高处理速度进行。特别地，由于线路均衡器的级可根据接收信号的特性进行改变，就可使用高速进行定点算术运算的DSP以相对低廉的成本实现线路均衡器。
由于线路均衡器的滤波器特性可通过利用根据成功传输的奈奎斯特频率信号计算出的幅值误差信息和频率误差信息二者来设定其系数，因而线路均衡器可以校正幅值误差信息和频率误差信息。此外，由于可以取消在开始数据发送之前交换训练信号的必要性，从数据发送出现时刻到真正的数据发送时刻的间隔可被缩短。
此外，根据本发明，积分电路的特征在于用来从n位数字信号中抽取m位低位数字的第一抽取单元；用来从n位数字信号中抽取(n-m)位高位的第二抽取单元；用来将第二抽取单元的信号输出减半的乘法器；用来将第一抽取单元的输出与乘法器的输出相加的第一加法器；用来临时存储第一加法器的输出的存储单元；和用来将存储在存储单元的信号加到被输入的n位信号的第二加法器。
如上所述根据本发明，可实现从一n位(比特)信号中抽取低位和高位然后将高位的一半与低位相加，然后反馈回结果的积分电路，其中当超过预定范围时，积分值可返回预定范围的中心点。因此，输出信号的可变宽度可通过在接收侧调制解调器中应用积分电路而压缩为适当值。结果，其优点是线路均衡器的运行能够稳定。
此外，根据本发明频移电路的特征在于用来临时存储输入信号的实数分量然后在一个计时周期后再将其输出的第一存储单元；用来临时存储输入信号的虚数分量然后在一个计时周期后再将其输出的第二存储单元；用来将存储在第一存储单元前的一个时间周期输入的实数分量与输入的虚数分量相加的第一加法器；和用来将存储在第二存储单元前的一个时间周期输入的虚数分量与输入的实数分量相加的第二加法器。
如上所述，由于通过仅包括将前面的信号与后面的信号相加的简单信号运算就可实现频移处理，因而复杂的信号处理可被省略。因而，与一般的频移功能相比，可实现从电路规模，处理时间等方面看更加优越的功能。该频移回路在调制解调器上的应用的贡献在于降低DSP的信号处理负荷和减少了处理时间。
图1是对本发明的一个方面的的说明图；图2是表示本发明的一个方面的方框图；图3是表示根据本发明的一个实施例的调制解调器中的接收部分的方框图4是表示根据本发明的实施例的调制解调器中的发送部分的方框图；图5是表示采用根据本发明的实施例的调制解调器作为传输装置的数据通信系统的方框图；图6是表示根据本实施例的数据通信系统中发送信号的频谱和接收信号的频谱的图；图7是表示根据本实施例的数据通信系统中的线路均衡器的等价回路的图；图8(a)和8(b)每个均为表示根据本实施例的数据通信系统中的线路均衡器的等价回路的图；图9是表示根据本实施例的线路均衡器控制单元的方框图；图10是表示根据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的等价回路的图；图11是表示根据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的等价回路的图；图12是表示根据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的等价回路的图；图13是用来解释据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的运行的图；图14(a)和14(b)每个均为用来解释据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的运行的图；图15是用来解释据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的运行的图；图16是表示根据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的等价回路的图；图17(a)和17(b)每个均为表示根据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的等价回路的图；图18(a)至18(c)每个均为用来解释据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的运行的图；图19是表示根据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的等价回路的图；图20是表示根据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的等价回路的图；图21是用来解释据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的运行的图；图22是用来解释据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的运行的图；图23是表示根据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的等价回路的图；图24是用来解释据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的运行的图；图25是用来解释据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的运行的图；图26是用来解释据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的运行的图；图27是用来解释据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的运行的图；图28是用来解释根据本实施例的随机信号抽取处理过程的图；图29是表示根据本实施例的线路均衡器控制单元主要部分的等价回路的图；图30是用来解释根据本实施例的随机信号抽取过程的图；图31是用来解释本实施例的随机信号抽取过程的时序图；图32是用来解释本实施例的随机信号抽取过程的时序图；图33是表示一般调制解调器配置的图；图34是用来解释一般调制解调器中线路均衡器运行的图；及图35是用来解释一般调制解调器中线路均衡器运行的图。
首先让我们参照附图来解释本发明的一个实施例。
图1是对本发明的一个方面的解释图。参照图1，根据本发明的线路均衡器控制方法包括以下步骤S1至S3。即在抽取步骤(步骤S1)中，加在发送信号上的多个音频信号被抽取出来。这多个音频信号中中每个均具有特定频率分量。在判断步骤(步骤S2)中，对被抽取的音频信号的电平进行判断。在控制步骤(步骤S3)中，根据被抽取的音频信号的电平对均衡接收信号的线路均衡器的特性进行控制。
因此，根据本发明，因为线路均衡器的特性可根据在控制步骤(步骤S3)中根据从接收信号中抽取的特定频率信号的电平被自动控制，装置可被以低制造成本配置而线路均衡处理能以高处理速度进行而具有根据线路条件所需的理想特性。
在这种情况下，在抽取步骤(步骤S1)中，包括在特定频带中具有高限频率分量的音频信号和在特定频带中具有低限频率分量的音频信号的多个音频信号可被抽取出。
此外，在判断步骤(步骤S2)中，通过将抽取的多个信号相加在一起得到的值被与参考值进行比较。然后线路均衡器的特性可在控制步骤(步骤S3)中根据通过将这些音频信号与参考值及其幅值进行比较得到的值和幅值被控制。还有，在判断步骤(步骤S2)中还对被抽取的多个音频信号的电平差值进行计算。然后在控制步骤(步骤S3)中根据电平差值及其极性对线路均衡器的特性进行控制。
因此，本句本发明，由于线路均衡器的滤波器特性可通过利用根据成功传输的奈奎斯特频率信号计算出的幅值误差信息和频率误差信息二者来设定其系数来改变，因而线路均衡器可以校正幅值误差信息和频率误差信息。此外，由于可以取消在开始数据发送之前交换训练信号的必要性，从数据发送请求出现时刻到真正的数据发送时刻的间隔可被缩短。
此外根据本发明，线路均衡器控制方法的特征在于以下步骤抽取包括在接收信号中多个信号的每一个，这多个信号每个均具有特定频率分量；每一个被抽取的信号中的特定频率分量；根据计算出的每一特定频率信号的电平信号计算决定线路均衡器特性的系数；根据以特定频率信号表示的接收信号特性对计算的系数进行控制；以及切换线路均衡器的级。
因此根据本发明，线路均衡器或类似装置的滤波器特性可根据从接收信号中抽取出的特定频率信号的电平被自动控制以相应构成二级，一级和零级滤波器。因此，其优点在干线路均衡过程可以按根据中继线情况的理想特性进行。特别地，由于线路均衡器的级可根据接收信号的特性进行改变，就具有可使用高速进行定点算术运算的DSP或相似装置能以相对低廉的成本实现线路均衡器的优点。
由于线路均衡器的滤波器特性可通过利用根据成功传输的奈奎斯特频率信号计算出的幅值误差信息和频率误差信息二者来设定其系数而改变，因而线路均衡器可以校正幅值误差信息和频率误差信息。此外，由于可以取消在开始数据发送之前交换训练信号的必要性，从数据发送请求出现时刻到真正的数据发送时刻的间隔可被缩短。
此外，根据本发明，积分电路的特征在于用来从n位数字信号中抽取m位低位的第一抽取单元；用来从n位数字信号中抽取(n-m)位高位的第二抽取单元；用来将第二抽取单元的信号输出减半的乘法器；用来将第一抽取单元的输出与乘法器的输出相加的第一加法器；用来临时存储第一加法器的输出的存储单元；和用来将存储在存储单元的信号加到被输入的n位信号的第二加法器。
因此，根据本发明，可实现从一n位(比特)信号中抽取低位和高位然后将高位的一半与低位相加，然后反馈回结果的积分电路，其中当超过预定范围时，积分值可返回预定范围的中心点。因此，输出信号的可变宽度可通过在接收侧调制解调器中应用该积分电路而压缩为适当值。结果，其优点是线路均衡器的运行能够稳定。
根据本发明，频移电路的特征在于用来临时存储输入信号的实数分量然后在一个计时周期后再将其输出的第一存储单元；用来临时存储输入信号的虚数分量然后在一个计时周期后再将其输出的第二存储单元；用来将存储在第一存储存储单元中一个时间周期之前输入的实数分量与已输入的虚数分量相加的第一加法器；和用来将存储在第二存储存储单元中一个时间周期之前输入的虚数分量与已输入的实数分量相加的第二加法器。
根据本发明，由于通过仅包括将前面的信号与后面的信号相加的简单信号运算就可实现频移处理，因而复杂的信号处理可被省略。因而，与一般的频移功能相比，可实现从电路规模，处理时间等方面看更加优越的功能。该频移回路在调制解调器上的应用的贡献在于降低DSP的信号处理负荷和减少了处理时间。与一般的频移功能相比，可实现从电路规模，处理时间等方面看更加优越的功能。
图2是表示根据本发明的一个方面的方框图。参照图2，数字17表示具有作为接收信号接收叠加有每个具有特定频率分量的多个音频信号的发送信号的接收部分10的传输装置。接收部分10由线路均衡器1和线路均衡器控制单元16组成。
线路均衡器1均衡接收信号。线路均衡器控制单元16根据包括在线路均衡器1的输出信号中的多个特定频率信号的电平反馈控制线路均衡器1。
此外，线路均衡器控制单元16包括用来从线路均衡器1的输出信号中抽取具有特定频率分量的信号的带通滤波器单元；用来计算由带通滤波器单元抽取出的多个特定频率信号中每个的电平的电平计算单元；和用来计算根据电平计算单元计算的信号电平来确定线路均衡器1的特性的系数的系数计算单元。
线路均衡器1可这样形成使其作为二级，一级和零级滤波器在线路均衡器控制单元16的反馈控制下运行。形成线路均衡器控制单元16使其通过线路均衡器1的反馈控制进行接收信号的自动增益控制。
传输装置可进一步具有布置在线路均衡器控制单元16的前级的随机抽取回路的形式，用来从线路均衡器1中随机抽取输出信号。
带通滤波器单元可由以下部分形成用来从接收信号中抽取多个特定频率信号的带通滤波器；用来将由带通滤波器抽取的多个特定频率信号移动一预定频率分量的频移单元；和从频移单元抽取多个特定频率信号中至少一个的低通滤波器。
在这种情况下，频移单元和低通滤波器的组合可由包括以下部分的频移低通滤波器共享单元形成临时存储输入信号的实数分量然后在一个计时周期后再将其输出的第一存储单元；用来临时存储输入信号的虚数分量然后在一个计时周期后再将其输出的第二存储单元；用来将存储在第一存储单元中一个时间周期之前输入的实数分量与虚数分量信号相加的第一加法器；和用来将存储在第二存储单元中一个时间周期之前输入的虚数信号分量与实数分量信号相加的第二加法器。
电平计算单元可由以下部分形成通过计算由带通滤波器单元抽取的多个特定频率信号之和来计算传输数据中中间频带信号的电平的全功率计算单元；和用来计算由带通滤波器单元抽取的多个特定频率信号之间的功率差值的功率差计算单元。
此外，系数计算单元可由以下部分形成用来比较由电平计算单元计算出的信号电平的功率信息和与预先设定的参考值的比较单元；用来对比较单元的比较结果进行积分的积分单元；和用来根据积分单元的积分结果计算控制线路均衡器的系数的限位器。
系数计算单元中的积分单元可由以下部分形成用来从n位数字信号中抽取m位低位的第一抽取单元；用来从n位信号中抽取(n-m)位高位的第二抽取单元；用来将第二抽取单元的信号输出减半的乘法器；用来将第一抽取单元的输出与乘法器的输出相加的第一加法器；用来临时存储第一加法器的输出的存储单元；和用来将存储在存储单元的信号加到被输入的n位信号的第二加法器。
因此，根据本发明的传输装置，根据从接收信号抽取的特定频率信号电平，线路均衡器控制单元可自动控制线路均衡器的滤波器特性以依次构成二级，一级和零级滤波器。因此，其优点在于该装置能以低成本构成并且线路均衡过程可以按根据中继线情况的理想特性以高处理速度进行。特别地，由于线路均衡器的级可根据接收信号的特性进行改变，就具有可使用高速进行定点算术运算的DSP或相似装置能以相对低廉的成本实现线路均衡器的优点。
根据本发明，由于系数计算单元能改变线路均衡器的滤波器特性，其是通过利用根据成功传输的奈奎斯特频率信号计算出的幅值误差信息和频率误差信息二者来设定其系数来实现的，因而线路均衡器可以校正幅值误差信息和频率误差信息。此外，由于可以取消在开始数据发送之前交换训练信号的必要性，从数据发送请求出现时刻到真正的数据发送时刻的间隔可被缩短。
根据本发明，通过利用从接收信号抽取的多个特定频率信号(音频信号)，线路均衡器控制单元计算它们的电平平均值从而可验证接收信号的衰减度。此外，接收信号的频率特性可通过计算特定频率信号之间电平的差值来识别。结果，线路均衡器的自动调整可被大大简化。
根据本发明，可通过将值为幅值差的一个信号与输入信号相乘来控制输入信号的幅值，而不需要布置AGC回路。因此，其优点在于DSP上的处理负荷可通过简化回路配置而降低。
此外，本发明的优点在于可通过分别抽取n位(比特)信号的高位和低位，将高位的一半与低位相加，然后反馈回结果来实现一积分电路，该积分电路可在积分值超过预定值时将其拉回到上述范围的中心点。包含在接收调制解调器中的该积分电路可将输出信号的可变带宽压缩为适当值，从而稳定了线路均衡器的运行。
根据本发明，由于频移和低通滤波器共享单元通过仅包括将前面的信号与后面的信号相加的简单信号运算就可实现频移处理，因而复杂的信号处理可被省略。因而，与一般的频移处理相比，可实现从电路规模，处理时间等方面看更加优越的功能。该频移回路在调制解调器上的应用的贡献在于降低DSP的信号处理负荷和减少了处理时间。与一般的频移功能相比，可实现从电路规模，处理时间等方面看更加优越的功能。
下面通过参照附图对本发明的一个实施例进行介绍。
图5是表示根据本发明使用调制解调器作为传输装置的数据通信系统的框图。在图5所示的数据通信系统40中，发送调制解调器41与多个(即两个)并联的接收调制解调器42和43通过诸如用户中继线这样的金属中继线44相连。
就是说，在数据通信系统40中，发送调制解调器41可通过金属中继线44将1.5Mbps的各种数据发送到接收调制解调器42和43。包括如图像信息这样的大容量信息的数据可在发送调制解调器41和接收调制解调器42和43之间广播。
例如当配置一个电视会议系统或确认远距离交通事故地点状况的系统时，图5所示的数据通信系统40可以广播必要的图像信息(并行发送同样内容的图像信息)。
换言之，在图5所示的数据通信系统40中，通过将主装置(未示出)与发送调制解调器41相连和将各种接收终端与接收调制解调器42和43相连而将图像数据从主装置发送到各种接收终端上。发送调制解调器41将从主装置来的发送数据进行必要的调制处理然后将调制后数据经金属中继线44和接收调制解调器42和43发送到各种接收终端上。在这种布置中，各种接收终端可同时接收来自发送调制解调器41的发送数据。
图5所示的发送调制解调器41例如可包括图4所示的发送部分20。
参照图4，发送部分20由逻辑处理单元21，频响跌落滤波器(ROF)22，奈奎斯特信号发生单元23，加法器24，调制器25，D/A转换器26，和低通滤波器(LPF)27组成。
在发送部分20中，逻辑处理单元21例如由一MPU形成。频响跌落滤波器(ROF)22，奈奎斯特信号发生单元23，加法器24和调制器25的组合由一DSP形成。
逻辑处理单元21进行诸如葛莱码/自然码转换和产生对应于发送数据的信号点这样的逻辑处理。频响跌落滤波器22对来自逻辑处理单元21的发送信号的波形进行整形。
此外，奈奎斯特频率信号发生单元23产生具有奈奎斯特频率分量的信号。加法器24将频响跌落滤波器22的输出与奈奎斯特 频率 信号发生单元23中产生的奈奎斯特频率分量相加。
调制器25以预定的调制方法对发送数据进行调制。D/A转换器26将调制后的数字发送数据转换为模拟信号然后将得到的信号发送至金属中继线或类似装置。
低通滤波器27去除应用频带以外的频带上的噪声。低通滤波器27的信号输出通过金属中继线44被发送到接收侧调制解调器。
如图6所示，在发送部分20中，例如，两个均具有奈奎斯特频率的音频信号(12kHz)32和音频信号(204kHz)33被加在具有特定带宽(12kHz至204kHz)的(发送速率为1.5Mbps的)发送数据31上。然后产生的信号被发送至金属中继线44。
因此，加在发送数据31上的音频信号32是一个具有发送数据31带宽的下限频率分量的音频信号。加在发送数据31上的音频信号33是一个具有发送数据31带宽的上限频率分量的音频信号。
图5所示的接收调制解调器42和43每个都包括例如图3所示的接收部分10。
图3所示的接收部分10包括线路均衡器1，解调器2，频响跌落滤波器3，接收信号处理单元15，和线路均衡器控制单元16。
布置在用来将通过中继线收到的模拟信号转换为数字信号的模/数转换器的后级的线路均衡器(LEQ)1在线路均衡器控制单元16的控制下补偿由于金属中继线特性引起的幅值失真。
如图7所示，线路均衡器1由二级递归滤波器形成。图7所示的线路均衡器1包括乘法器171至175，加法器176至179和分接电路(Y1，Y2)180和181。
乘法器171将由线路均衡器控制单元16(下面将对其进行介绍)设定的系数A与输入信号相乘。乘法器172将由线路均衡器控制单元16设定的系数B与输入信号相乘。乘法器173将由线路均衡器控制单元16设定的系数C与输入信号相乘。乘法器174将由线路均衡器控制单元16设定的系数D与输入信号相乘。乘法器175将由线路均衡器控制单元16设定的系数E与输入信号相乘。线路均衡器1的特性通过设定这些系数来决定。分接电路180是存储一个时间周期以前的信号的分接电路(Y1)而分接电路181是存储一个时间周期以前的信号的分接电路(Y2)。
在这样的布置中，线路均衡器1对来自A/D转换器的与其前级相连的信号(AD1至AD4；通过转换从金属中继线44来的模拟信号得到的数字信号)进行线路均衡处理以提供输入信号的期望特性，然后将得到的信号(RLEQ1至RLEQ4)输出。
乘法器171将系数A与输入信号相乘。输入到171的信号电平取决与系数A的值。即，乘法器171具有几乎与AGC回路相同的功能。系数B至E被分别应用于乘法器172至175。系数B至E决定和改变线路均衡器“1”的频率特定。
实际上，图8(a)所示的一级滤波器可通过将系数C和E设为“ 0”而配置。图8(b)所示的零级滤波器可通过将系数B至E设为“0”而配置。
在图3中，解调器2对来自线路均衡器1的接收信号进行解调。频响跌落滤波器(ROF)3对解调后的接收信号的波形进行整形。频响跌落滤波器3的输出信号被加到线路均衡器控制单元16和处理接收数据的接收信号处理单元15上。
接收信号处理单元15进行信号处理以利用后级终端识别来自频响跌落滤波器3的接收信号。接收信号处理单元15由终止奈奎斯特频率信号的奈奎斯特信号终止器(NQCL)11，均衡NQCL 11的输出的自动均衡器(EQL)12，载波相位控制单元(CAPC)13，和根据接收信号判断信号点的判断单元14组成。接收信号处理单元15具有与一般调制解调器基本相同的配置。因而，此处对详细解释予以忽略。
线路均衡器控制单元16接收来自频响跌落滤波器3的接收信号且然后抽取加在来自发送调制解调器41的发送数据31上的音频信号32和33。然后线路均衡器控制单元16根据每一抽取的音频信号32和33的电平判断传输数据的中继线的特性，然后通过设定系数A至E来自动调整线路均衡器1。
换言之，线路均衡器控制单元16根据抽取的音频信号32和33的电平之间的比较结果来自动控制线路均衡器1以使接收信号的频率特性变平缓。线路均衡器控制单元16还设定线路均衡器1的系数A至E来将接收信号的电平调节至预定值。
就是说，通过中继线传输的发送数据的特性是变化的。例如在图6(b)所示的金属中继线中，随着频率的增加，信号衰减量也增加，因而发送信号的频率特定变为曲线。传输距离长产生的信号衰减也大，结果使总的信号电平降低。
线路均衡器控制单元16可根据奈奎斯特频率信号32和33的电平判断接收信号的衰减并设置系数A至E从而根据判断结果使线路均衡器1具有期望的特性。
实际上，通过将奈奎斯特频率信号32和33的电平平均而使发送数据中间频带34的信号电平被计算为幅值特性信息。通过将中间频带的电平与参考信号比较可判断总体上接收信号是否有及有多大的衰减。
通过求奈奎斯特频率信号32和33的差计算连接两奈奎斯特信号的直线35的斜率。直线35的斜率表示接收信号频率特性的倾向，因而可判断出是高频组的电平衰减或者是低频组的电平衰减。就是说，从奈奎斯特频率信号之间的差的正/负和大/小可确定接收信号的频率特性是如何失真的。
在调制解调器41的发送部分20中，加在发送数据31上的奈奎斯特频率分量32和33在调制解调器41通过金属中继线44与调制解调器42和43相连时被连续传输。
就是说，通过确认数据发送时所加的奈奎斯特频率信号32和33的电平，线路均衡器控制单元16可假设传输数据的中继线的特性并控制线路均衡器1。在发送调制解调器41中，即使没有训练接收调制解调器42和43而发送数据，线路均衡器1也可被自动调整。
换言之，在根据本发明的采用调制解调器41至43的数据通信系统中，由于不需要在开始发送数据前进行训练，数据发送可以很快开始。
图3所示的线路均衡器控制单元16由带通滤波器单元4，功率运算单元5，加法器6，参考值保持单元7，积分电路8和限位器9形成，如图9所详细表示。
带通滤波器单元4在接收信号中抽取奈奎斯特频率信号32和33作为特定频率分量。带通滤波器单元4起抽取高频组频率的高频组带通滤波器(BPFH)和抽取低频组频率的低频组带通滤波器(BPFH)的组合的作用。如后面详细介绍的，带通滤波器单元4由带通滤波器4-1，频移单元4-2和低通滤波器4-3组成。
带通滤波器单元4可作为被抽取的频率预设奈奎斯特频率信号32和33每个的频率。
功率运算单元5计算通过带通滤波器单元4的信号分量的功率，或幅值。换言之，功率运算单元5起计算由带通滤波器单元4抽取的特定频率信号的电平(下面将要介绍的和电平或差电平)的电平计算单元的作用。
加法器6利用获得来自参考值保持单元7的参考值REF与来自功率运算单元5的接收信号的功率信息(特定频率信号的电平信息)计算幅值差和频率差(幅值的频率特性)。换言之，加法器6起比较由功率运算单元5计算的电平信号功率信息和参考值保持单元7预设的参考值的功能。
一个参考幅值被设为保持在参考值保持单元7中的参考值REF。参考值REF起比较发送时的奈奎斯特频率分量32和33与接收时的奈奎斯特频率分量32和33的衰减程度的参考值的作用。
积分回路8对来自加法器6的误差分量(幅值误差信息和频率误差信息)进行积分。限位器9输出系数B至E作为根据积分回路8的频率误差信息控制线路均衡器1的参数。
因此，加法器6，参考值保持单元7，积分回路8和限位器9的组合起根据电平计算单元5计算出的信号电平计算决定线路均衡器1的特性的系数的系数计算单元的作用。
带通滤波器4-1的配置可表示为图10详示的等价回路。就是说，与频响跌落滤波器3的后级相连的带通滤波器从接收信号中抽取多个奈奎斯特频率信号。这种布置可去除含有不必要的发送数据的频率分量以自动控制线路均衡器1。
如图10所示，带通滤波器4-1接收四个信号DCM1R，DCM2R，DCM1I，和DVM2I且然后输出四个含有发送数据的频率分量已被除去的信号BPF1R，BPF2R，BPF1I，和BPF2I。
这四个输入信号每个均为由解调单元2解调的信号，即基带信号。在每个输入和输出信号的符号中，“R”表示实数分量而“I”表示虚数分量。
带通滤波器4-1由从实数分量中抽取一96kHz的基带信号的部分51a，从虚数分量中抽取一96kHz的基带信号的部分51b形成。这两部分51a和51b的配置基本相同。
数字56表示存储一个时间周期前的信号的分接电路(YT1)。数字57表示存储一个时间周期前的信号的分接电路(YT2)。数字52表示将输入信号与滤波器系数ATM相乘的乘法器。数字53表示将输入信号与滤波器系数CTM相乘的乘法器。数字54表示一加法器。数字55表示一加法器。
频移单元4-2接收从带通滤波器4-1的输出然后将其频移一预定频率(即±96kHz)的BPF1R、BPF2R、BPF1I和BPF2I。
通过研究+96kHz频移过程的功能，例如可将频移单元4-2表示为图11所示的等价回路80。此外，与等价回路80的后级相连的低通滤波器4-3可利用图12详示的等价回路82形成。
就是说，等价回路80起包括一乘法器81的频移单元的作用。乘法器81通过将从带通滤波器4-1输入的信号旋转+96kHz来对奈奎斯特频率信号进行-96kHz频移处理。在频移处理中，后级的低通滤波器(LPF)4-3可抽取奈奎斯特频率信号。
实际上，在从带通滤波器4-1向频移单元4-2输入的信号中，通过的是奈奎斯特频率信号32和33。发送数据在发送数据频率分量被除去后被转换为具有图13所示频谱的基带信号。即如图13所示，来自带通滤波器4-1的奈奎斯特频率信号32’具有包括实数分量的-96kHz频率分量而来自带通滤波器4-1的奈奎斯特频率信号33’具有包括虚数分量的+96kHz频率分量。合成频率分量包括实数分量和虚数分量。
在频移单元4-2中，奈奎斯特频率分量通过如图14(a)所示在+96kHz位置处将奈奎斯特频率分量频移96kHz和如图14(b)所示在-96kHz位置处将奈奎斯特频率分量频移96kHz被分为+96kHz分量和-96kHz分量。这种处理使得后级的低通滤波器4-3能够容易地抽取奈奎斯特频率分量。
实际上，如图14(a)所示，奈奎斯特频率分量通过将信号32’和33’(如图13所示)频移+96kHz而被分为频率为0kHz的分量71和频率为192kHz的分量72。如图14(b)所示，奈奎斯特频率分量通过将信号32’和33’(如图13所示)频移-96kHz而被分为频率为-192kHz的分量71和频率为0kHz的分量72。
如图14(a)所示，例如当接收被频移+96kHz的信号时，后级的低通滤波器4-3通过仅让相当于低频组的奈奎斯特频率分量的第一信号71通过而将相当于高频组的奈奎斯特频率分量的第一信号72除去。
类似地，如图14(b)所示，例如当输入被频移-96kHz的信号时，仅让相当于高频组的奈奎斯特频率分量的第二信号72通过。因而可将相当于低频组的奈奎斯特频率分量的第一信号71除去。
换言之，在频移回路4-2将来自带通滤波器4-1的信号频移后，通过低通滤波器4-3可将奈奎斯特频率分量±96kHz中的一个抽取出来。因此，在信号通过带通滤波器4-1后无需进行±96kHz分量分离处理。
例如，当频移回路4-2进行+96kHz频移工作时，具有如图15所示的通过特性A的滤波器在后级被用作低通滤波器4-3。该滤波器仅通过相当于高频组的奈奎斯特频率分量的第一信号(dc分量)通过而除去相当于低频组的奈奎斯特频率分量的第二信号72。
如图12所示，起低通滤波器4-3作用的等价回路82由乘法器83和86，加法器84和分接电路85组成。在图12中，双线表示向量信号。
乘法器83将输入信号与系数值LPA1相乘。加法器84将来自乘法器83的输入信号与来自乘法器86的输入信号相加。分接电路85存储加法器84输出的一个时间周期以前的信号。乘法器86将分接电路85输出的信号与系数值LPA2相乘然后将结果输出到加法器84。
频移单元4-2包括进行+96kHz频移处理(参照图12中的标号80)的功能单元和进行-96kHz频移处理的功能单元。低通滤波器包括并联布置的等价回路，每个等价回路对起频移单元作用的功能单元的输出信号进行进行低通滤波处理。
当关注频移单元4-2的+96kHz频移处理时，图16所示的等价回路89可用作低通滤波器4-3。
图16所示的等价回路89仅由加法器87和分接电路88形成。与图12所示的等价回路82相比，等价回路89可减少处理过程的数量，因为不需要乘以各种系数。特别是，通过简化配置等价回路对DSP的处理周期可提供一些余地以应付根据本实施例的调制解调器的高传输速率。
只通过96kHz带通信号的带通滤波器4-1被连接到频移单元4-2(如已经介绍的)的前级。在这种布置中，在输入到频移回路4-2时间点上几乎所有其它频带分量均被除去。在频移单元4-2后级的低通滤波器4-3的配置可由于除去这些分量而简化。
图16所示的等价回路89通过将存储在分接电路88中的一个时间周期前的信号与当前输入信号相加而起低通滤波器4-3的功能。与图12所示的等价回路82类似，不需要乘以各个系数来实现低通滤波器4-3。
与图12和16所示的的功能相比，通过利用根据本实施例的的频移回路的频移量(±96kHz)是奈奎斯特频率(192kHz)的一半的方式可使频移回路4-2和低通滤波器4-3的组合功能进一步简化。例如，该组合功能可由图17(a)所示的等价回路90和图17(b)所示的等价回路95形成，下面将对其进行介绍。
假设输入信号为X+jY，频移可表示如下(X+jY)(cosx+jsinx)＝(Xcosx+YsinX)+j(Ycosx+Xsinx)……(1)通过将具有相当于频移量的96kHz频率的正弦波分解为每个π/2相位和将具有相当于频移量的96kHz频率的余弦波分解为每个π/2相位，每个被频移±96kHz的正弦波和余弦波被表示为0或±1，如图18(a)所示。图18(b)表示被频移+96kHz的波形而图18(c)表示被频移-96kHz的波形。
在进行+96kHz频移的情况下，根据公式(1)每个相位表示如下。
相位0X+jY相位1Y+jX相位2-X-jY相位3-Y-jX在接收信号时，图17表示的等价回路90输出如下值。
相位0+相位1(X+Y)+j(Y+X)相位1+相位2(Y-X)+j(X-Y)相位2+相位3(-X-Y)+j(-Y-X)相位3+相位0(-Y+X)+j(X+Y)对于(相位0+相位1)和(相位2+相位3)，相位差是180°。类似地，对于(相位1+相位2)和(相位3+相位0)，相位差是180°。对于(相位0+相位1)和(相位1+相位2)，相位差是90°。对于(相位1+相位2)和(相位2+相位3)，相位差是90°。
在进行-96kHz频移时，根据公式(1)每个相位表示如下。
相位0X+jY相位1Y-jX相位2-X-jY相位3-Y+jX结果，通过将每个相位信号输入到图16所示的简化的LPF给出以下表达式。
相位0+相位1(X+Y)+j(Y-X)相位1+相位2(Y-X)+j(-X-Y)相位2+相位3(-X-Y)+j(-Y+X)相位3+相位0(-Y+X)+j(X+Y)这些相位之间的关系与+96kHz频移时的关系相似。
当只关注相位0和相位1之间的关系时，频移+96kHz的等价回路可表示为图17(a)所示而频移-96kHz的等价回路可表示为图17(b)所示。
因为根据本实施例的频移单元4-2和低通滤波器4-3在低于192kHz的奈奎斯特频率的12kHz下处理，所以仅通过关注相位0和相位1间的关系就可充分地进行频移处理。下面将对此进行详细描述。
就是说，图17(a)所示的等价回路90具有作为进行+96kHz频移处理的频移单元4-2的功能和低通滤波器4-3的功能。等价回路90包括分接电路91和92及加法器93和94。
另一方面，图17(b)所示的等价回路95具有作为进行-96kHz频移处理的频移单元4-2的功能和作为低通滤波器4-3的功能。等价回路95包括分接电路96和97及加法器98和99。
在图17(b)所示的等价回路中，从输入端输入的实数分量X被加在分接电路91和加法器93上而从输入端输入的虚数分量Y被加在分接电路92和加法器94上。
加法器93得到一个时间周期前从分接电路91输入的输入实数分量X和刚刚输入的虚数分量Y间的差。加法器94得到一个时间周期前从分接电路92输入的虚数分量Y和刚刚输入的实数分量X间的差。
加法器93输出(X-Y)或(相位0+相位1)的实数分量作为LPFR。加法器94输出(Y+X)或(相位0+相位1)的虚数分量作为LPFI。
在图17(b)所示的等价回路中，从输入端输入的实数分量X被加在分接电路96和加法器98上而从输入端输入的虚数分量Y被加在分接电路97和加法器99上。
加法器98将一个时间周期前从分接电路96输入的实数分量X和刚刚输入的虚数分量Y相加以得到(X+Y)。加法器99得到存储在分接电路97中的一个时间周期前的虚数分量Y和刚刚输入的实数分量X间的差(Y-X)。在这种运行中，加法器98产生其输出作为LPFR而加法器99产生其输出作为LPFI。
等价回路90被布置在图19所示的功率计算单元5的前级并起频移和低通滤波器共享单元的作用。等价回路95被布置在图19所示的功率计算单元5的前级并起频移和低通滤波器共享单元的作用。
第一RLEQ控制单元130由频移单元4-2，低通滤波器4-3，功率计算单元5，和加法器6组成，如图19所示。RLEQ控制单元130也可例如由DSP形成。
图19所示的等价回路90从图10所示的带通滤波器4-1接收信号(BPF1R，BPF2R，BPF1I，BPF2I)然后从基带中的奈奎斯特频率信号32’和33’(参照图13)抽取低频组，即-96kHz频带的奈奎斯特频率信号71(参照图14(a))。
按类似方式，等价回路95从带通滤波器4-1中的奈奎斯特频率信号32’和33’(参照图13)抽取高限组，即+96kHz频带的奈奎斯特频率信号72(参照图14(b))。
在图19中，乘法器100a是等价回路90的一个组成部分(图17(a)中没有表示出来)。为防止后级信号处理运算中发生溢出，乘法器100a将通过转换来自加法器93和94的向量形式的输出信号而得到的向量信号与一电平调节值(即1/2)相乘。
乘法器100b是等价回路95的一个组成部分(图17(b)中没有表示出来)。为防止后级信号处理运算中发生溢出，乘法器100b将通过转换来自加法器98和99的向量形式的输出信号而得到的向量信号与一电平调节值(即1/2)相乘。
在频移回路4-2和低通滤波器4-3的组合的等价回路90或95中，信号1R，1I，2R，和2I分别表示输入信号。符号R表示输入信号的实数分量而符号I表示输入信号的虚数分量。数字1和2表示将信号输入到等价回路90和95中的顺序。即信号1R表示比信号2R早输入一个时间周期(或存储在分接电路91和96中)的信号而信号1I表示比信号2I早输入一个时间周期(或存储在分接电路92和97中)的信号。
图3或9所示的功率计算单元5由标号为101a或101b的等价回路表示，如图19详细表示的。加法器6由标号为104a和104b的等价回路表示，如图19详细表示的。图19中由双线绘出的路径表示向量信号的走向。由实线绘出的路径表示标量信号的走向。在该图中，符号X表示实数信号而I表示虚数信号。
形成功率计算单元5的等价回路101a起通过计算由带通滤波器4抽取的两个奈奎斯特频率信号(参考图14(a)中标号71表示的音频信号图14(b)中标号72表示的音频信号)的电平之和(相当于由乘以1/2得到的平均值)计算发送数据中中间频带信号电平的全功率电平计算单元的功能。全功率计算回路101a包括加法器103a。
等价回路101b起通过计算作为多个特定频率信号的两个音频信号71和72的功率差来计算连接抽取的两奈奎斯特频率信号电平值的直线的斜率的功率差计算单元的功能。功率差计算单元101b包括加法器103b。
图3或9所示的加法器6起接收由功率计算单元5计算的中间频带信号34和两个音频信号的功率差然后计算它们与发送时叠加的音频信号值之误差的误差计算单元的作用。加法器6由幅值误差计算单元104a和频率误差计算单元104b形成。
幅值误差计算单元104a包括来自参考值保持单元7的具有预定值的第一参考值REF1与来自全功率计算单元101a的信号间的差的加法器105a。幅值误差计算单元104a由加法器105a输出一算数结果作为幅值误差信息。第一参考值可以是例如以十六进制表示的，但可以随意选择。
频率误差计算单元104b包括计算来自参考值保持单元7的具有预定值的第二参考值REF2与来自全功率计算单元101a的信号间的差的加法器105b。幅值误差计算单元104b由加法器105b输出一算数结果作为频率值误差信息。第二参考值可以是例如以十六进制表示的。
在这样的布置中，图19所示的第一RLEQ控制单元130将带通滤波器4-1输入的向量信号分解为具有实数分量和虚数分量的两个标量信号然后将它们输入到频移单元4-2和低通滤波器4-3。
起频移单元4-2和低通滤波器4-3的组合的作用的功能单元(等价回路90和95)将其输出信号发送给作为功率计算单元5的功能单元(全功率计算单元101a和功率差计算单元101b)。
在功率计算单元5中，全功率计算单元101a接收来来自等价回路90的低限组奈奎斯特频率信号而功率差计算单元101b接收来来自等价回路95的高限组奈奎斯特频率信号。
功率差计算单元101a中的加法器103a将低限组奈奎斯特频率信号与高限组奈奎斯特频率信号相加。由于乘法回路131g将信号减半，所以加法器132d的输出对应于两奈奎斯特频率信号的平均值，或中间频带信号的电平(参照图6(b)中的标号34)。
全功率计算单元101b中的加法器103b从高限组奈奎斯特频率信号中减去低限组奈奎斯特频率信号以得到它们的幅值差。结果，通过计算图6(b)中表示的直线的斜率B可得到接收信号的频率特性。
功率计算单元5(全功率计算单元101a或功率差计算单元101b)将其输出发送给作为误差计算单元(幅值误差计算单元104a或频率误差计算单元104b)的加法器6。
在幅值误差计算单元104a中，加法器105a将来自全功率计算单元132a的信号与具有预定值的第一参考值REF1比较然后计算接收信号的衰减量，从而输出作为幅值误差信息的结果。
在频率误差计算单元104b中，加法器105b将来自功率差计算单元132b的信号与具有预定值的第二参考值REF2比较，从而输出相当于作为频率误差信息的结果的值。
当接收信号的频率特性是平缓的时，两奈奎斯特频率信号具有相同电平。于是功率差计算单元101b提供一个“0”输出。
可以理解当功率差计算单元101b的输出大于十六进制参考值，或有正的值时，接收信号较高频率的分量大于较低频率的分量。在这种情况下，频率误差计算单元104b输出具有负值的信号。
另一方面，当功率差计算单元101b的输出小于十六进制参考值，或有负的值时，接收信号较高频率的分量处于衰减状态。在这种情况下，频率误差计算单元104b输出具有正值的信号。
相应地，频率误差计算单元104b的输出表示了接收信号的频率特性。
如上所述，第一RLEQ控制单元130可根据从作为误差计算单元的加法器6输出的信号值来判断接收信号的幅值误差和频率误差。
图3或9所示的积分回路8对来自加法器6的作为第一RLEQ控制单元输出的幅值误差信息和频率误差信息进行积分。积分回路8被如图20所示形成为第二RLEQ控制单元。就是说，图20所示的第二RLEQ控制单元8具有包括幅值误差积分单元142和频率误差积分单元143的两级配置。
具体地说，幅值误差积分单元142包括AND回路141a，加法器141c，乘法器141e，加法器141g，AND回路141i与141k，分接电路141m，加法器141o，乘法器141q和141s，加法器141u，平方回路141w，和分接电路141y。
类似地，具体地说，幅值误差积分单元143包括AND回路141b，加法器141d，乘法器141f，加法器141h，AND回路141j与141l，分接电路141n，加法器141p，乘法器141r和141t，加法器141v，平方回路141x，和分接电路141z。
幅值误差积分单元142和频率误差积分单元143基本具有相同的配置，但在要被它们处理的信息的类型方面互相有区别。下面将具体地对幅值误差积分单元142进行介绍。对频率误差积分单元143将介绍必要的元件。
现在参照图21对幅值误差积分单元142中的AND回路141a，加法器141c和乘法器141e进行解释。在此符号以十六进制表示。
在本实施例中，DSP被用作RLEQ控制单元130和8。但是，假设DSP可处理范围从+2.0到-2.0的信号。由于这一原因，在图21的表中以十进制表示的数值范围为+2.0到-2.0。
以十六进制表示的数值可覆盖从到[FFFF]。从+0.0到+2.0的范围对应于从到[7FFF]。从-0.0到-2.0的范围对应于从[FFFF]到。
AND回路141a实现输入信号与的AND运算(逻辑乘计算)。因而，可从输入到AND回路141a的信号中抽取出极性位。
就是说，AND回路141a进行范围为到[7FFF]的数值与的运算时得到结果。AND回路141a进行范围为[FFFF]到的数值与的运算时得到结果。
就是说，当输入信号的符号为正时，AND回路141a产生的输出总为。以二进制表示的引导位变为“0”。当输入信号的符号为负时，AND回路141a产生的输出总为。引导位变为“1”。就是说，输入信号的极性可利用AND回路141a的输出来识别。在此对应于十进制的+0.0而对应于十进制的-2.0。
接着，加法器141c将十六进制的与AND回路141a的输出相加。由于相当于十进制的+1.0，加法器141c在输入信号为时输出(十进制的+1.0)。加法器141c在输入信号为时输出[C000](十进制的-1.0)。因此，加法器141c根据输入到幅值误差积分单元142的信号的极性输出十进制数±1.0。
另外，乘法器141e将加法器141c的输出乘以十六进制数。当加法器141c的输出是时，乘法器141e输出相当于+LSB的。当加法器141c的输出是[C000]时，乘法器141e输出相当于-LSB的[FFFF]。
因此，乘法器141e输出符号对应于输入信号幅值的信号ALL。当输入电平小于参考值时，+LSB被输出为信号ALL。当输入电平大于参考值时，-LSB被输出为信号ALL。就是说，从AND回路141a到乘法器141e的回路链可根据输入信号的符号输出LSB。
频率误差积分单元143的乘法器141f输出符号对应于输入信号频率特性的信号DFF。当高限组输入信号小时，+LSB被输出为信号DFF。当低限组信号大时，-LSB被输出为信号DFF。
加法器141g将从乘法器141e输出的信号ALL与存储在分接电路141m中的信号ALLA相加。类似地，频率误差积分单元143中的加法器141h将信号DFF与存储在分接电路141n中的信号DFFA相加，然后将结果输出。
幅值误差积分单元142中的AND回路141i实现加法器141g的输出信号与十六进制数
的AND运算。因此，二进制的低八位被从加法器141g的输出信号中抽取出来。按同样方式，AND回路141k实现加法器141g的输出信号与十六进制数[FF00]的AND运算。于是，二进制的高八位被从加法器141g的输出信号中抽取出来。
图22是解释AND回路141k的处理的图。就是说，当AND回路141k实现输入信号与十六进制数[FF00]的AND运算时，当输入信号范围从到
时，AND结果总是。但当输入信号范围从到[7FFF]时，AND结果为到[7F00]。因而输入信号的高八位被抽取出来。
类似地，当输入信号为[FFFF]到时，AND结果为[FF00]到。因而高八位(在图22中以十六进制表示)被抽取出来，如图22所示。
另一方面，当AND回路141i实现输入信号与十六进制数
的AND运算时，当输入信号范围从到
时，AND结果为到
。输出信号与输入信号相同。当输入信号范围从到[7FFF]时，信号到
被相应重复输出。
乘法器141q将AND回路141k的输出乘以1/2于是输出通过将AND回路141k的输出(高8位)减半而得到的数值。
实际上，当如图22所示输入信号为到
时，AND结果的高八位为
。乘法器141q的输出为。当输入信号为时，乘法器141q输出。当输入信号为[FFFF]时，乘法器141q的输出变为[FF80](相当于通过将的极性取反得到的信号)。
加法器141o将AND回路141i的输出(输入信号的低八位)与乘法器141q的输出(输入信号高八位的1/2)相加。结果，当输入信号为到
时，加法器141o输出与来自加法器141o的输入信号相同的值，因为乘法器141q的输出为。加法器141o的输出信号被作为ALLA存储在分接电路141m中并被与在接着输入的ALL(±LSB)相加。
当输入信号为时，加法器141o的输出变为。当输入信号为[FFFF]时，加法器141o的输出也变为。是与
的中间值。按这样的方式，来自加法器141o的值被作为ALLA存储在分接电路141m中。
由于±LSB被输入到加法器141g中，加法器的输出每次改变大约±1。因而，当来自加法器141g的输入信号不在到
的范围内(到[FFFF])时，被设为ALLA。
范围到
决定了线路均衡器1的调节宽度。当加法器141a的和结果超过上述范围时，加法器141o的输出起作用将其拉回到中间位置。然后加法运算从该中间位置重新相加。
该范围可适当地选择。范围由相应的高位和低位数字决定。例如，减少高位位数可使范围变宽。相反，增加高位位数可使范围变窄。
积分回路由加法器141g，AND回路141i与141k，分接电路141m，乘法器141q，和加法器141o形成。另一积分回路由加法器141h，AND回路141j与141l，分接电路141n，乘法器141r和加法器141p形成。这些积分回路可根据上述位数的宽度来调整其时间常数。
到积分回路的信号(ALL，DFF)是±1。加法器141g的和值输出每次仅改变±1LSB。积分回路的输出被用来在后级控制线路均衡器。不过，线路均衡器的变动通过利用象±LSB这样小的值被抑制，因而可使线路均衡器的运行稳定。
换言之，从积分回路输出的信号幅值的变动可通过设定积分回路的输入信号的位数(位数据长度)被抑制得尽可能小。结果就可以避免线路均衡器运行的大范围变动而引起不稳定运行的问题。
幅值误差积分单元142中的乘法器141s将AND回路141k输出乘以十六进制数。结果乘法器141s也输出±LSB。
由加法器141u，平方回路141w和分接电路141y形成的积分回路对乘法器141s的输出信号(±LSB)再次积分然后将结果作为表示幅值误差的信号ALEQ(要输入到线路均衡器1中的系数A)输出。
在频率误差积分单元143中，由加法器141v，平方回路141x和分接电路141z形成的积分回路对输出信号(±LSB)积分然后将结果作为表示频率特性误差信号FLEQ输出。
在这样的布置中，ALL(±LSB)根据第一RLEQ控制单元130输出的幅值误差信息产生。然后表示幅值误差的信号ALEQ可根据±LSB产生。就是说，输入信号电平可在后级通过利用信号ALEQ调整线路均衡器1的系数来校正。
实际上，当+LSB被输出为ALL时，放大输入信号电平的线路均衡器1的系数被设定。当-LSB被输出为ALL时，衰减输入信号电平的线路均衡器1的系数被设定。
换言之，当输入到第一RLEQ控制单元130的信号电平小于参考值时，从第二ALEQ控制单元8输出的信号ALEQ被放大。当输入到第一RLEQ控制单元130的信号电平大于参考值时，从第二ALEQ控制单元8输出的信号ALEQ被衰减。
因此，线路均衡器1(参照图7)中的乘法器171输出的信号在电平上根据信号ALEQ的幅值来调整。实际上，当第一RLEQ控制单元130的输入信号小时，乘法器171的输出信号变大。当第一RLEQ控制单元130的输入信号大时，乘法器171的输出的值被缩小。按这种方式，乘法器171利用输入幅值误差信号ALEQ基本上起AGC回路的作用。
第二RLEQ控制单元8根据第一RLEQ控制单元130的幅值误差信息产生DFF(±LSB)然后利用±LSB产生表示幅值误差的信号FLEQ。就是说，输入信号的频率特性可通过利用信号FLEQ调整后级线路均衡器1的系数得到补偿。
实际上，当+LSB被输出为DFF时，通过后级的限位器9设定根据幅值误差信号FLEQ放大高频组频率信号的线路均衡器1的系数。当-LSB被输出为DFF时，通过限位器9设定衰减高频组频率信号的线路均衡器1的系数。
另外，图3或9所示的限位器9具有图23详细表示的配置。就是说，图23所示的限位器9根据表示幅值误差的来自第二FLEQ控制单元(积分回路)8的信号FLEQ设置线路均衡器1的系数B至E。为了设置系数B至E，限位器9由BLEQ单元212，CLEQ单元213，DLEQ单元214和ELEQ单元215组成。
就是说，在限位器9中，BLEQ单元212根据输入其中的FLEQ值设定(或产生)具有图24所示的线性函数特性的系数B的值，然后将其输出。CLEQ单元213根据输入其中的FLEQ值设定(或产生)具有图24所示的线性函数特性的系数C的值，然后将其输出。DLEQ单元214根据输入其中的FLEQ值设定(或产生)具有图24所示的线性函数特性的系数D的值，然后将其输出。ELEQ单元215根据输入其中的FLEQ值设定(或产生)具有图24所示的线性函数特性的系数E的值，然后将其输出。
参照图24，X轴表示FLEQ电平并包括最右端的0。FLEQ值沿着X轴向左增加。如上所述，FLEQ是相当于低频组奈奎斯特频率信号与高频组奈奎斯特频率信号之差的值。Y轴表示系数值并具有最下端的0。图24表明系数值沿着Y轴向上减小(变负)。
BLEQ单元212包括将FLEQ值乘以相当于线性函数(y＝ax+b，其中y相当于B而x相当于FLEQ)斜率的值aB的乘法器212a。从BLEQ单元212输出的系数值B根据输入的FLEQ值变化，象图26表示的BLEQ。
类似地，DLEQ单元214包括将FLEQ值乘以相当于线性函数(y＝ax+b)斜率a的值aD的乘法器214a。从DLEQ单元214输出的系数值D根据输入的FLEQ值变化，象图26表示的DLEQ。
另一方面，对于系数CLEQ，由于相当于线性函数(y＝ax+b)中的常数b的该项不等于零，所以CLEQ单元除乘法器213a外还包括加法器213b。乘法器213a将将FLEQ值乘以系数aC(CLEQ的斜率)。加法器213b将结果与系数bC相加。
类似地，对于系数ELEQ，相当于线性函数(y＝ax+b)中的常数b的该项不等于零。所以ELEQ单元除乘法器215a外还包括加法器215b。乘法器215a将FLEQ值乘以系数aE。加法器215b将结果与系数bE相加。
在图24的区域(2)内需要将系数CLEQ和ELEQ设为零。由于这一原因，在区域(2)内将系数CLEQ和FLEQ设为零的回路被布置在CLEQ单元213和ELEQ单元215中。
就是说，CLEQ单元213除乘法器213a和加法器213b外还包括加法器213c和213d。加法器213c将加法器213b的输出与2.0相加。加法器213d将加法器213c的输出与-2.0相加。
图25是表示加法器213c和213的功能的图。
加法器213b的输出在图25中相当于CLEQ(1)。在图25中，虚线表示系数值应为零的区域。在该区域中加法器213b的输出不为零。
加法器213c将加法器213b的输出加上2.0以使加法器213b的输出平移，象图26中的CLEQ(2)(参考图25中的箭头(1))。接着，当加法器213d将加法器213c的输出加上-2.0时，CLEQ(2)又平移回CLEQ(1)(参照箭头(2))。
线路均衡器1和限位器9每个都由覆盖从+2.0到-2.0范围的数的DSP组成。因此信号在数值超出的区域被被削为例如+2.0(参见图25的区域A)。
就是说，由于加法器213b的输出在图25的区域(A)为零或更大，由加法器213c加上2.0后要输出的和超过了2.0。由于这一原因，加法器213c的输出在图25的区域(A)被削为2.0(参见点划线和箭头(3)。
当加法器213d将加法器213c的输出加上-2.0时，加法器213d的输出在任何情况下在图25的区域(A)都为零。在这种运算中，加法器213c与加法器213d的组合可在线路均衡器1需要以一级HPF运行的区域将系数CLEQ的值设为零(参见图24的(2))。
ELEQ单元215包括加法器215c和加法器215d，每个的功能和CLEQ单元213中的加法器(标号213c和213d)几乎一样。象CLEQ单元213(参见箭头(4)至(6))一样，在线路均衡器1需要以一级HPF运行的区域可将系数值E设为零(参见图24的(2))。
就是说，在图24中，区域(1)是线路均衡器1以二级HPF运行的区域。区域(2)是是线路均衡器1以一级HPF运行的区域。在FLEQ＝0的情况下，线路均衡器1以零级HPF运行。在图24和25中，F1是X轴被分为区域(1)和区域(2)的点。
就是说，当线路均衡器1以零级HPF运行时，系数值B至E每个均为零。当线路均衡器1以一级HPF运行时，系数值B和D根据FLEQ值被分别设为零且系数值C和E变为零。当线路均衡器1以二级HPF运行时，系数值B至E根据FLEQ值被设为零。
如上所述，由于限位器回路211可产生线路均衡器1的适应于接收信号的频率特性的系数以改变根据输入的FLEQ值产生的系数值BLEQ至ELEQ。
换言之，当被设为图24所示的值时，系数BLEQ至ELEQ可被相应地改变。因此，线路均衡器1的特性可相应地改变。
当不考虑线路均衡器1中乘法器171的自动增益控制的效果时，根据本实施例的线路均衡器1具有例如图26所示的频率特性。
就是说，如上所述，金属中继线44一般倾向于衰减具有高频分量的信号。但是与高频分量相比很难衰减具有低频分量的信号。根据本实施例，需要通过设置从限位器9发出的系数B至E来使线路均衡器1具有图26所示的频率特性。
具体地，由于发送调制解调器41和接收调制解调器42和43之间的长距离(或中继线44的物理长度)导致高频信号的大量衰减，该频率特性被设为随着接收信号高频分量增加而增加信号放大量。另一方面，由于低频信号的衰减量小，因而线路均衡器1具有不放大而是衰减低频分量的特性。
如上所述，通过利用线路均衡器1放大高频分量和衰减低频分量可使高频分量与低频分量平衡。结果，输出信号的频率特性可变平缓。可以考虑线路均衡器1包括一个提供衰减低频分量的特性的高通滤波器(HPF)。
具有低频分量的信号在中继线中有一些衰减。由于接收信号的总电平被利用信号电平调整乘法器171调整，线路均衡器除乘法器171外的组成成分(标号172至181)仅按使信号频率特性变平缓运行。
限位器9如图26所示通过设置线路均衡器1的系数B至E根据信号输入的频率特性来改变滤波器特性。但在区域(1)内可使用能够高速处理的有二级HPF的定点算术DSP。
在需要平缓特性的区域(2)，线路均衡器1根据输入信号的特性通过改变系数B至E相应改变为二级HPF，一级HPF和零级HPF，从而改变了线路均衡器1的频率特性。
在这样的运行中，不需要分别对乘法器172至175设置很大的系数值。可采用高速定点算术DSP来取代浮点算术DSP。
图8所示的一级滤波器例如可通过将系数C和E设为“0”而形成且基本使图7所示的线路均衡器1的最低级的运行无效。图9所示的零级滤波器例如可通过将系数B和D设为“0”而形成且基本使图7所示的线路均衡器1的最低级和中间级的运行无效。
图27是解释线路均衡器1的特性的图(但没有考虑乘法器171)。在图27中，区域(1)表示线路均衡器1以二级HPF运行的情况的特性(参见图7)。区域(2)表示线路均衡器1以一级HPF运行的情况的特性(参见图8)。平缓区域(3)表示线路均衡器1以零级HPF运行的情况的特性(参见图9)。
根据本实施例的调制解调器的波特率是192kHz。但理想地是在运行区域使处理速率降低以减少DSP处理过程的负荷。
例如，由于不需对每一波特率进行处理，在根据本实施例的线路均衡器1的控制下可降低处理的速率。
因此，根据本实施例的第一RLEQ控制单元130和第二RLEQ控制单元8以12kHz进行处理。这使得用于线路均衡器控制的DSP处理过程的负荷被降低。
在这种情况下，由于输入信号具有192kHz的周期，它必需以12kHz被抽取出来。图28是解释在抽取操作中可能的问题的图。
调制解调器接收的信号具有±96kHz的频带。为控制线路均衡器1的特性必须观察接收信号整个频带上的特性(幅值)。相反，当信号以12kHz间隔被抽取时，一次仅能观察到接收信号的部分频带。
当具有96kHz带宽的信号被以12kHz的间隔划分时，接收信号可被分为8部分。通过仅观察以12kHz间隔划分成的部分中的一部分，就可确认其幅值的内容。
接收信号的总特性是不均匀的。一种非常大的可能性是某些频带的幅值大于或小于被确认的部分的幅值。但根据被确认的一部分的幅值控制线路均衡器1的特性使得不可能给线路均衡器1提供对应于接收信号的频率特性。
由于这一原因，即使接收信号被根据以12kHz划分的一个部分确认，仍需要识别接收信号的总体倾向。例如，如图29所示，随机抽取回路271包括在图9所示的带通滤波器单元4的前级从而以12kHz的间隔随机抽取接收信号。
就是说，图29是表示表示随机抽取回路和与之相连的带通滤波器4中的带通滤波器4-1的图。带通滤波器4-1与图10的相同。
随机抽取回路271由用于输入的解调信号的实数分量的以多级连接的分接电路273，用于输入的解调信号的虚数分量的以多级连接的分接电路273，和随机抽取单元274组成。相连接的分接电路273的数量和相当于对于随机抽取单元的FRM的一个周期的采样点数量的输入信号所需的数量一样多(中间部分没有表示出来)。利用随机抽取回路271使得线路均衡器控制单元16中的带通滤波器4-1后的每个功能单元都能进行12kHz处理。
图30是用来解释利用随机抽取回路271进行随机抽取的概念的图。在图30中，标号241对应于作为线路均衡器的滤波器(LEQ)。标号242表示根据接收信号判断信号点的判断单元。标号243表示作为上述随机抽取回路274的随机抽取回路。
滤波器241接收192kHz频率的输入信号。随机抽取回路243以12kHz间隔输出信号。
图31是每一信号的时间的图。在图31中，FRM表示以12kHz产生的帧信号。FBO表示以192kHz间隔产生的计时信号。FBO包括16个用于FRM一个周期的信号。在最下部表示的采样信号，具有384kHz的信号，是FBO重复循环的两倍。
由于采样工作在FRM的一个周期内共进行32次，从输入信号中抽取的每周期四个采样点对于进行八次随机抽取是足够的。
图32是解释输入波形随即抽取运行的图。输入信号具有96kHz的周期。输入信号每周期被采样四次。
在抽取一个周期A的输入波形后，对一个周期B的输入波形按同样方法进行抽取。在这种情况下，进行随机抽取运行以得到连续链接的波形。
在这样的运行中，随机抽取回路271被布置在带通滤波器4的前级，线路均衡器1可被以低于接收信号频率的12kHz频率控制。结果DSP上的负荷可被减少。
根据本发明的实施例通过在利用调制解调器作为传输装置的数据通信系统中采用上述配置，发送调制解调器41在从主装置(未示出)来的发送数据31上叠加作为奈奎斯特频率信号32和33的音频信号作为发送信号然后将产生的发送信号经金属中继线44传输到接收调制解调器42和43。
接收调制解调器42和43的每个将接收信号(模拟信号)转换为数据信号(AD1至AD4)。然后线路均衡器1根据在后级来自线路均衡器控制单元16的作为反馈信息的系数设置信息，基本按与AGC回路相同的方式，以及根据其频率特性来改善接收信号的失真的幅值特性，从而输出得到的信号(RLEQ1至RLEQ4，参见图23)。
就是说，线路均衡器控制单元16的滤波器单元4通过解调单元2和频响跌落滤波器3接收来自线路均衡器1的接收信号，然后从接收信号中抽取每个都具有加在发送信号上的特定频率分量(奈奎斯特频率分量)的多个音频信号32’和33’。
功率计算单元5和加法器6的组合(第一RLEQ控制单元130)判断由带通滤波器4抽取的音频信号32’和33’的电平。积分回路(第二RLEQ控制单元)8和限位器9的组合控制通过根据判断出的音频信号电平确定系数A至E来均衡接收信号的线路均衡器1的特性。
就是说，通过根据线路均衡器1所需特性相应地将滤波器特性切换为二级，一级，和零级模式，线路均衡器控制单元16通过利用定点算术运算可应付二级HPF的处理要求浮点算术运算的情况。由于这一原因，可采用以高运算速率进行定点算术运算的DSP。
当线路均衡器1由于中继线特性引起的频率特性和幅值特性的改变时，解调单元2与频响跌落滤波器3的组合对接收信号进行解调处理和频响跌落滤波处理。然后，进行信号处理以便利用后级终端从频响跌落滤波器3识别出接收信号。
如上所述，根据本发明的实施例，线路均衡器控制单元16可自动控制线路均衡器1的滤波器特性从而根据从接收信号中抽取的音频信号电平相应地改变为二级，一级，和零级。因此，本发明具有以低制造成本形成一种装置和以高处理速度进行具有根据中继线工况要求的理想特性的线路均衡处理的优点。
具体地，根据本发明，线路均衡器控制单元16根据接收信号的特性改变线路均衡器1的级。因此，就具有可使用便宜的和高速进行定点算术运算的DSP来实现线路均衡器的优点。
此外，通过利用从接收信号中抽取出的多个音频信号，线路均衡器控制单元16可计算音频信号电平的平均值，从而确认接收信号衰减的程度。线路均衡器控制单元16还可通过计算音频信号间的差值来识别接收信号的频率特性。结果，线路均衡器可被自动地，显著地和容易地调整。
线路均衡器中的乘法器171和线路均衡器控制单元16的组合可以通过将输入信号乘以具有相当于幅值误差的值的信号控制输入信号的幅值。因此，具有通过简化回路配置来减少DSP上的处理负荷的优点，因为不再需要另外布置一个AGC回路。
此外，第一RLEQ控制单元130通过利用根据成功传输的奈奎斯特频率信号计算出的接收信号上的幅值误差信息和频率误差信息来设定线路均衡器1的系数，因而可改变其特性。因此，线路均衡器1可补偿幅值误差和频率误差。此外，由于在开始数据发送之前训练信号的交换可被忽略，到数据发送开始时刻的间隔可被缩短。
可在累加值超过预定值时可将其拉回到预定范围的中心点的积分回路8可通过分别抽取n位(比特)信号的高位和低位，将高位的一半与低位相加，然后反馈回结果来实现。在接收调制解调器42和43中的用作积分回路8的上述积分回路可将输出信号的可变带宽抑制为适当值。因而，具有稳定线路均衡器1的运行的优点。
此外，由于频移单元4-2通过利用仅将前面的信号与后面的信号相加的简单信号处理就可进行频移处理，因而复杂的信号处理可被忽略。可实现比一般的频移功能在电路规模，处理时间，和类似方面更加优越的频移处理功能。将该频移单元应用在调制解调器42和43上的很大贡献在于降低DSP的信号处理负荷，减少了处理时间，和类似方面。此外，可实现比一般的频移功能在电路规模，处理时间和类似方面更加优越的频移处理功能。
权利要求
1.一种线路均衡器控制方法，包括抽取加在发送信号上的多个音频信号的抽取步骤(S1)，所述多个音频信号中每个均具有特定频率分量；判断所述被抽取的音频信号的电平的判断步骤(S2)；根据所述被判断的音频信号的电平控制均衡接收信号的线路均衡器的特性的控制步骤(S3)。
2.根据权利要求1的线路均衡器控制方法，进一步包括以下步骤在所述抽取步骤(S1)中，抽取包括在特定频带中具有高限频率分量的音频信号和在该频带中具有低限频率分量的音频信号的所述多个音频分量。
3.根据权利要求1的线路均衡器控制方法，进一步包括以下步骤在所述判断步骤(S2)中，将把所述抽取的多个信号相加在一起得到的值被与参考值进行比较；和在所述控制步骤(S3)中，根据通过将所述音频信号与参考值进行比较得到所述值及其幅值来控制线路均衡器的特性。
4.根据权利要求1的线路均衡器控制方法，进一步包括以下步骤在所述判断步骤(S2)中，计算所述被抽取的多个音频信号的电平差值；和在所述控制步骤(S3)中，根据所述电平差值及其极性对所述线路均衡器的特性进行控制。
5.一种线路均衡器控制方法，包括以下步骤抽取包括在接收信号中的的多个音频信号的每一个，所述多个音频信号中每个均具有特定频率分量；计算每个所述被抽取信号的特定频率分量的电平；计算根据每一所述计算出的特定频率信号确定线路均衡器的特性的系数；根据以所述特定频率信号的电平表示的接收信号的特性控制所述被计算出的系数；及然后切换所述线路均衡器的级。
6.一种积分回路，包括用来从n位数字信号中抽取m位低位的第一抽取单元；用来从所述n位数字信号中抽取(n-m)位高位的第二抽取单元；用来将所述第二抽取单元输出的信号减半的乘法器；用来将所述第一抽取单元的输出与所述乘法器的输出相加的第一加法器；用来临时存储所述第一加法器的输出的存储单元；和用来将存储在所述存储单元的信号加到被输入的n位信号的第二加法器。
7.一种频移回路，包括用来临时存储输入信号的实数分量然后在一个计时周期后再将其输出的第一存储单元；用来临时存储所述输入信号的虚数分量然后在一个计时周期后再将其输出的第二存储单元；用来将存储在所述第一存储单元的一个时间周期前输入的实数分量与输入的所述虚数分量相加的第一加法器；和用来将存储在所述第二存储单元的一个时间周期前输入的虚数分量与输入的所述实数分量相加的第二加法器。
8.一种传输装置，具有作为接收信号接收叠加有每个具有特定频率分量的多个音频信号的发送信号的接收部分，所述接收部分包括用来均衡所述接收信号的线路均衡器(1)；和用来根据包括在所述线路均衡器(1)的输出信号中的多个特定频率信号的电平以反馈方式控制所述线路均衡器(1)的线路均衡器控制单元(16)。
9.根据权利要求8的传输装置，其中所述线路均衡器控制单元(16)包括用来从所述线路均衡器(1)的输出信号中抽取具有特定频率分量的信号的带通滤波器单元；用来计算由所述带通滤波器单元抽取出的多个特定频率信号中每个的电平的电平计算单元；和用来根据由所述电平计算单元计算出的所述信号电平值来计算确定所述线路均衡器(1)特性的系数的系数计算单元。
10.根据权利要求8的传输装置，其中所述线路均衡器(1)可这样形成使其在所述线路均衡器控制单元(16)的反馈控制下作为二级，一级或零级滤波器运行。
11.根据权利要求8的传输装置，其中所述线路均衡器控制单元(16)可这样形成通过所述线路均衡器(1)的反馈控制进行接收信号的自动增益控制。
12.根据权利要求8的传输装置，进一步包括在所述线路均衡器控制单元(16)的前级的随机抽取电路，用来从所述线路均衡器(1)随机抽取输出信号。
13.根据权利要求9的传输装置，其中所述带通滤波器单元包括用来从接收信号中抽取多个特定频率信号的带通滤波器；用来将由所述带通滤波器单元抽取的所述多个特定频率信号移动一预定频率分量的频移单元；和从所述频移单元抽取所述多个特定频率信号中至少一个的低通滤波器。
14.根据权利要求13的传输装置，其中所述频移单元和所述低通滤波器单元的组合包括一频移和低通滤波器共享单元，它包括用来临时存储输入信号的实数分量然后在一个计时周期后再将其输出的第一存储单元；用来临时存储所述输入信号的虚数分量然后在一个计时周期后再将其输出的第二存储单元；用来将存储在所述第一存储单元的一个时间周期前输入的实数分量与输入的所述虚数分量相加的第一加法器；和用来将存储在所述第二存储单元的一个时间周期前输入的虚数分量与输入的所述实数分量相加的第二加法器。
15.根据权利要求9的传输装置，其中所述电平计算单元包括通过计算由所述带通滤波器抽取的多个特定频率信号之和来计算传输数据中中间频带信号的电平的全功率计算单元；和用来计算由所述带通滤波器抽取的多个特定频率信号之间的功率差值的功率差计算单元。
16.根据权利要求9的传输装置，其中所述系数计算单元包括用来比较由所述电平计算单元计算出的信号电平的功率信息与预先设定的参考值的比较单元；用来对所述比较单元的比较结果进行积分的积分单元；和用来根据所述积分单元的积分结果计算控制所述线路均衡器(1)的系数的限位器。
17.根据权利要求16的传输装置，其中所述积分单元包括用来从n位数字信号中抽取m位低位的第一抽取单元；用来从所述n位信号中抽取(n-m)位高位的第二抽取单元；用来将所述第二抽取单元输出的信号减半的乘法器；用来将所述第一抽取单元的输出与所述乘法器的输出相加的第一加法器；用来临时存储所述第一加法器的输出的存储单元；和用来将存储在所述存储单元的信号加到被输入的n位信号的第二加法器。
全文摘要
一种控制如调制解调器的线路均衡器的方法包括抽取每个都加在发送信号上且具有特定频率分量的多个音频信号的抽取步骤(S1)；判断被抽取的音频信号的电平的判断步骤(S2)；和根据被判断的音频信号的电平控制均衡接收信号的线路均衡器特性的控制步骤(S3)。不用在开始数据传输前进行训练信号交换也不需增加调制解调器或类似装置的硬件数量就可对线路均衡器进行控制。
文档编号H04B3/04GK1169074SQ9710995
公开日1997年12月31日 申请日期1997年3月28日 优先权日1996年3月29日
发明者加来尚, 川田升, 宫泽秀夫, 仁垣友里 申请人:富士通株式会社