专利名称：编码多路复用无线装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一个编码多路复用无线装置，更具体地讲，是涉及一个产生多路复用编码信号，放大该多路复用编码信号并发送所放大的信号的编码多路复用无线装置。
使用CDMA(码分多址)的无线寻址已被研制出来并将被用作下一代数字移动通信技术。CDMA是一种使用扩展频谱通信的多址方法。具体地，通过编码把多个信道或用户的发送信息多路复用，并在一个诸如无线链路的发送路径上发送。
扩展频谱通信是一种调制方法，它与一般的调制方式不同。在扩展频谱通信中，调制后的信号带宽与经过调制的窄带信号相比变得很宽。通过扩展频谱通信，在收发器中进行两级调制/解调操作。
图20是图示扩展频谱通信中的一个发送器的操作原理的结构视图。图20所示的是诸如(相移键控)PSK调制器的一个调制器1，一个扩展电路2，一个功率放大器3及一个天线4。调制器1和扩展电路2的位置可以互换。扩展电路2包括一个扩展编码产生器2a和一个乘法器2b，该产生器输出一个具有±1电平，诸如伪随机噪声(PN)的矩形扩展编码序列(参见图21)，而该乘法器把扩展编码与调制器1所调制的数字传输数据相乘。
如图21的所示，与由扩展编码调制的窄带调制信号的符号变换速度(PSK调制信号的一位间隔T)相比，扩展编码的变换速度(即矩形波的时延Tc)被设定成以非常高的速率进行变换。即，保持T＞＞Tc。T的时延被称作“位时延”，Tc的时延被称作“码片时延”，而它们的倒数分别被称作“位速率”和“码片速率”。T与Tc的比率(即T/Tc)被称作“扩展比”。
如图22所示，一个扩展频谱调制的信号的频谱分配呈现了正弦函数的波形。主波瓣ML的带宽等于码片速率的两倍(即ML＝2/Tc)，而边瓣SL的带宽为1/Tc。由于在进行扩展频谱调制之前的PSK信号是一个以位速率1/T调制的普通PSK信号，其所覆盖的带宽为2/T。因此，如果扩展频谱调制的信号所覆盖的带宽成为主瓣带宽(＝2/Tc)，那么通过扩展频谱调制可以把普通PSK-调制的信号的带宽加大T/Tc倍。结果，能量被散布开来。图23是一个说明性的，图示了通过扩展频谱调制扩大带宽的方法的视图。图23说明了一个窄带调制的信号NM和一个扩展频谱调制的信号SM。
图24是一个结构性的，图示一个进行扩展频谱通信的接收器的操作原理的视图。图24中说明了一个天线5，一个宽带带通滤波器6，该滤波器只允许具有必要的频带的信号通过并阻止来自不必要频带的无线干扰，一个解扩展电路7，一个窄带带通滤波器8和一个诸如PSK解调器的检测电路9。解扩展电路7具有一个与发送端的扩展电路2相同的结构，并包括一个用于输出与发送端相同的矩形扩展编码序列的扩展编码产生器7a，及一个把扩展编码与带通滤波器6的输出信号相乘的乘法器7b。
通过与发送端的扩展电路类似的解扩展电路7，发送给接收器的宽带接收信号被恢复成普通窄带调制信号。接下来通过普通类型的检测电路9产生一个基带波形。由解扩展电路7获得窄带调制信号的原因在下面描述。
如图25所示，让a(t)表示发送端的窄带调制波形，c(t)表示扩展编码序列(扩展编码)而x(t)表示发送的波形。下面就是它们之间的关系x(t)＝a(t)·c(t)如果忽略在发送期间的衰减和噪声效应，则发送波形x(t)完整地到达接收端。由解扩展电路7使用的扩展编码具有与前面提及的在发送端用于扩展频谱调制的扩展编码完全相同的波形。因此，解扩展电路7的输出y(t)由下面等式给出y(t)＝x(t)·c(t)＝a(t)·c2(t)输出信号y(t)进入带通滤波器8。让该信号通过带通滤波器与积分该信号一样。因此带通滤波器的输出由下面等式给出∫y(t)dt＝a(t)·∫c2(t)dt等式右侧的积分是在时间偏移0时获得的自相关值。自相关值是单一(unity)的。因此，带通滤波器的输出是a(t)并获得窄带调制信号。
码分多址(CDMA)是一种对于各个信道或用户使用不同扩展编码的通信方法，其中在各信道上发送的信息与编码相乘。图26是一个描述在两个信道上CDMA的原理的图例。图26所示的是一个发送器TR，第一和第二接收器RV1，RV2，在发送器中CH1是第一信道，CH2是第二信道，而CMP是一个混合单元。
CDMA的一个重要特性是各信道使用的扩展编码的相似性。当几乎相同的扩展码被各信道使用时，信道之间出现严重的相互干扰。一个所谓的“相关值”是对信道之间发生的干扰的等级测量。相关值根据a(t)和b(t)这两个波形由下面的等式定义R＝∫a(t)·b(t)dt T周期积分是在a(t)和b(t)的一个周期T上进行的。当a(t)和b(t)波形完全相同时R＝1，而当波形符号相反时R＝-1。平均来说，对于某个周期，当a(t)和b(t)在同一特定的时间上的值没有关系时所获得的R值是0。
考虑在使用CDMA的情况下的第一接收器RV1，其中把两个波形c1(t)和c2(t)用作扩展编码，而波形c1(t)和c2(t)被加以混合使得相关值R为0。来自第一和第二信道CH1和CH2的信号到达第一接收器RV1。当第一接收器RV1使用编码c1(t)解扩展接收的信号时，带通滤波器81输出一个如下面等式所示的信号∫{a1(t)c1(t)c1(t)+a2(t)c2(t)c1(t)}dt由于c2(t)和c1(t)之间的相关值为0，所以该等式的∫{a2(t)c2(t)c1(t)}dt部分为0。另外，由于是时间偏移为0的自相关值，所以∫c1(t)c1(t)dt为一(unity)。因此，第一接收器RV1的低通滤波器81的输出是a1(t)而完全没有采用c2(t)作为扩展编码的信号的影响。对于第二接收器RV2也一样。甚至在同时连接的通信信道数增加时也是这样。但是，需要使相关值对于所有混合的扩展码均为0。
在实际的CDMA系统中，相互间的影响不能仅仅通过相关值来测量。其原因是发送部分并未以相同的时序(即同步方式)发送无线电波。因此，不仅比较c1(t)和c2(t)的相关值；还需在c1(t)和c2(t)任意出现时间偏移的情况下观察相关值。
因此，需要一个处理多个信道的基站或一个通过使用具有产生、放大、并发送编码多路复用信号功能的多个信道显示出高发送速率的移动站。通过对经过编码扩展的信号进行线性电平相加来实现编码多路复用，由一个码片整形滤波器对通过电平相加所获得的编码多路复用信号进行带宽限制，经过带宽限制的编码多路复用信号被转换成射频信号，并且接着在发送前被功率放大器放大。
图27是一个说明编码多路复用和发送多个信道上的数据的现有技术CDMA发送器的结构的图例。如图27所示，发送器包括串行/平行(S/P)转换器111-11n，该转换器以每次一位的方式轮流分配第一到第n个信道上的串行数据D1～Dn，从而把数据转换成I分量(同相分量)数据Dij(j＝1，2，...，n)和Q分量(正交分量)数据Dqj(j＝1，2，...，n)；扩展电路121-12n，该扩展电路把扩展编码Cij，Cqj分别与数据Dij，Dqj相乘；一个混合器13i，该混合器通过混合由各扩展电路121-12n输出的I-分量扩展频谱调制信号，从而输出I-分量编码多路复用信号VI；一个混合器13q，该混合器通过混合由各扩展电路121-12n输出的Q-分量扩展频谱调制信号，从而输出Q-分量编码多路复用信号VQ；码片整形滤波器14i，14q，该滤波器分别限制编码多路复用信号VI，VQ的带宽；DA转换器15i，15q，该转换器把滤波器14i，14q的数字输出转换为模拟信号；一个正交调制器16，该调制器对I和Q分量的编码多路复用信号VI，VQ进行正交调制；和一个功率放大器17，该放大器放大正交调制器的输出并让放大的信号进入天线，图中未说明。
正交调制器16包括一个输出具有指定频率的载波cosωt的载波发生器16a，一个把载波相位偏移90°并输出-sinωt的90°移相器16b，一个把DA转换器15i的输出信号与cosωt相乘的乘法器16c，一个把DA转换器15q的输出信号与-sinωt相乘的乘法器16d，和一个混合乘法器16c和16d的输出的混合器16e。
在CDMA中，编码多路复用信号的振幅(图27中混合器13i，13q的输出)是某个数量(信道数)的多路复用信息项的电平总和，因此最大功率Pmax与多路复用的信道数量的平方成比例。更具体地，各扩展电路的输出是+1或-1，而当n个信道的所有扩展电路输出+1时达到峰值的编码多路复用信号的最大幅度为n。最大功率与n2成比例。平均功率Pmean与多路复用信道的数量n成比例。这意味着编码多路复用信号的峰值因子(＝Pmax/Pmean)在多路复用信道的数量n较大时变得非常大。
在无线通信中，用于通信的频带受到限制。因而，有必要抑制由功率放大器(图27)中的非线性畸变所造成的频谱拉宽。更具体地，由于频谱拉宽是造成相邻信道间干扰的一个原因，所以有必要减少这种频谱拉宽。为了这种需求，需在编码多路复用信号被功率放大器放大的情况下在一个线性地区内进行操作。必须使用大的输出补偿(back-off)。但是当输出补偿增大时，会出现功率放大器的功率效率大大下降的问题。另一方面，如果输出补偿不够大，则功率放大器中的非线性畸变会造成频谱拉宽。在这种情况下会出现系统频率利用率下降的问题。
图28说明了一个功率放大器的AM-AM特征(输入功率针对(vs.)增益特征)的例子，而图29说明了一个功率放大器的AM-PM特征(输入功率针对相位特征)的例子。功率放大器的增益特征和相位特征是平坦的，并且输入/输出特征也是如此，而输入功率则是很小的。在这些条件下也没有相位旋转。但是，当输入功率超出某个电平时，增益开始下降，出现了相位迟滞并且各特征变成非线性特征。增益下降1dB的输出功率电平被称作“1dB压缩电平”，而此电平与平均输出功率的差值为输出补偿OBO。
即使输入信号的平均功率电平落在这样一个非线性放大器的线性区域中，具有最大功率电平或接近此电平的电平的信号也会为了输出补偿OBO和峰值因子之间平衡而超过1dB压缩电平，并且还会产生畸变并拉宽频谱。由于在CDMA发送器中的峰值因子很大，如上描述，这是一个很严重的问题。
在最大输出电平到来时，如果以不超出1dB压缩电平的方式，通过降低输入信号的平均功率电平从而加大了输出补偿OBO，则不会产生畸变和频谱拉宽。但是，降低平均输出电平会造成功率放大器的功率效率的下降。
由此，在现有技术中，当通过降低输入信号的平均功率电平(因此输出补偿OBO很大)从而避免功率放大器中的畸变和频谱拉宽时，功率放大器的功率效率下降。相反地，如果通过提高输入信号的平均功率电平(因此输出补偿OBO很小)从而改进了功率放大器的功率效率，则在功率放大器中产生了畸变并拉宽了频谱。
此外，如图27所示，在通过数字信号处理产生编码多路复用信号的方案中需要DA转换器15i和15q。在这样的DA转换器中对量化位的数量有限制，并且以能够将编码多路复用信号的最大值作为输出的方式设置最大比例。对于一个CDMA发送器，编码多路复用信号的峰值因子非常大。结果，相对于一个在平均功率附近频繁出现的信号的有效位数减少了，而量化噪声则增加了。因量化而造成的恶化对频谱频率的噪声底限(noise floor)是有害的，并且是造成相邻信道间干扰的一个原因。
因而，本发明的目标是提供一个多路复用无线装置，其中功率放大器的效率可通过降低输出补偿OBO来提高，并且可以抑制频谱的拉宽。
本发明的另一个目标是提供一个多路复用无线装置，其中可以加大在平均功率附近频繁出现的信号的有效位数。
根据本发明，通过提供一个产生编码多路复用信号，放大该编码多路复用信号并发送放大的信号的多路复用无线装置来实现上述的目标，该装置包括一个把发送数据的各项与扩展编码序列相乘并且混合扩展频谱调制信号以产生一个编码多路复用信号的编码多路复用信号产生器，一个用以保持编码多路复用信号的包络低于设定电平的信号峰值抑制单元，以及一个放大编码多路复用信号并从天线发送该编码多路复用信号的功率放大器。
本发明的其它特性和优点将结合相应的图示在下面描述。
图1是图示本发明原理的模块图；图2是说明本发明第一实施例的结构的图例；图3是说明一个衰减因子确定单元的结构的模块图；图4是有助于描述衰减因子的确定的图例；图5A，5B和5C是描述码片整形滤波器的特征的图例；图6是说明本发明的第二实施例的结构的图例；图7是用于描述一个增益函数的图例；图8是说明一个函数产生器的结构的图例；图9是说明本发明的第三实施例的结构的图例；图10是说明一个编码产生器的结构的图例；图11是用于描述编码产生的图例；图12是有助于描述关于一个50用户多路复用信号的包络的概率密度函数的图例；图13是有助于描述基于本发明的抑制峰值因子效应的图例；图14是说明当三个用户被多路复用时的输出功率频谱特征的特征图15是说明当三个用户被多路复用时相邻信道之间的渗漏功率特征的特征图；图16是说明相邻信道之间的限幅电平针对渗漏功率的特征的特征图；图17是说明限幅电平针对调制精确度的特征的特征图；图18是有助于描述调制精确度的图例；图19是说明限幅电平针对位出错率的特征的特征图；图20是用于描述发送器的原理的图例；图21是有助于描述传输数据和诸如伪随机噪声的扩展编码序列的瞬态波形的图例；图22是有助于描述扩展频谱调制信号的频谱分布的图例；图23是用于描述扩展比的图例；图24是说明接收器的原理的图例；图25是用于描述解扩展的图例；图26是用于描述CDMA的原理的图例；图27是说明基于现有技术的一个CDMA发送器的结构的图例；图28是说明一个放大器的AM-AM特征的特征图；图29是说明该放大器的AM-PM特征的特征图；(A)发明的综述图1是有助于概括描述本发明的图例。
一个编码多路复用信号产生器51把传输数据D1～Dn中的项与对应的扩展编码相乘，从而对数据进行扩展频谱调制，并且混合扩展频谱调制信号以便产生具有同相和正交分量的编码多路复用信号。信号峰值抑制单元52保持编码多路复用信号的包络低于一个设定的电平。滤波器53限制编码多路复用信号的频带。一个DA转换单元54把滤波器的数字输出转换成模拟信号。一个诸如正交相移键控(QPSK)调制器55的调制器，调制DA转换单元54的输出。功率放大器56放大调制器55的输出并从一个天线发送所放大的信号。
编码多路复用信号产生器51包括转换装置，扩展电路和混合器，其中转换装置以每次一位的方式轮流分配传输数据中的每一项，从而将数据转换成同相分量数据和正交分量数据，扩展电路把这些I和Q分量的数据与扩展编码相乘，从而对数据进行扩展频谱调制，而混合器既混合由扩展电路输出的I分量扩展频谱调制信号，又混合由扩展电路输出的Q分量扩展频谱调制信号，从而分别输出I和Q分量的编码多路复用信号VI和VQ。
信号峰值抑制单元52检测通过混合I和Q分量的编码多路复用信号VI和VQ得到的有效编码多路复用信号的包络，把包络值与一个设定的电平相比较，并且在包络值大于设定电平的情况下，获得一个将使包络值等于设定电平的衰减因子并把编码多路复用信号VI，VQ与该衰减因子相乘，从而抑制了峰值。任意地，信号峰值抑制单元52存储一个函数(增益)，检测编码多路复用信号的包络值，并把与该包络值相一致的函数值(增益)与编码多路复用信号分量VI，VQ相乘，从而抑制了峰值，在该函数中编码多路复用信号的包络值是一个变量。任意地，信号峰值抑制单元52产生一个与包络值和一个设定值之间的差值相一致的编码，并且在编码多路复用信号分量VI，VQ中增加或减去该编码，从而抑制编码多路复用信号的峰值。
通过抑制编码多路复用信号的峰值可以降低峰值因子。结果，可以通过这样的安排，使得即使是在输出补偿OBO很小的情况下，输出信号的最大功率电平也不会超过1dB的压缩电平。更具体地讲，可以改进功率放大器的效率并避免出现频谱的畸变和拉宽。
而且，滤波器53的最大输出振幅被定成DA转换单元54的最大比例。由于这种方案的优点是峰值因子很小，所以能够针对在平均功率附近频繁出现的信号增加有效位的数量，减少输出频谱的噪声底限(noise floor)并减少所需的DA转换单元的位数。
(B)第一实施例图2是说明基于本发明的第一实施例的编码多路复用发送器的结构的图例。这是一个针对把本发明应用于QPSK扩展频谱调制的情况的实施例。
如图2所示，发送器包括编码多路复用信号产生器51，该产生器把相应信道的发送数据D1～Dn与扩展码相乘，并且混合扩展频谱调制信号以产生编码多路复用信号分量VI，VQ；信号峰值抑制单元52，该单元保持编码多路复用信号的包络低于一个设定电平；滤波器53，该滤波器限制编码多路复用信号的频带；DA转换单元54，该单元把滤波器的数字输出转换成模拟信号；正交调制器(QMOD)55，该调制器调制DA转换单元54的输出；和功率放大器56，该放大器放大正交调制器55的输出并接着从一个天线发送被放大的信号。
编码多路复用信号产生器51具有针对相应一个信道而提供的串行/并行(S/P)转换器611～61n和扩展电路711～71n，并混合分别由各个扩展电路711～71n输出的I和Q分量的扩展频谱调制信号的混合器81i，81q。可选地，S/P转换器611～61n以每次一位的方式分别分配发送数据D1～Dn，从而把数据转换成I分量(同相分量)数据Dij(j＝1，2，...，n)和Q分量(正交分量)数据Dqj(j＝1，2，...，n)，并且该转换器把所得到的数据输入到对应的扩展电路711～71n。扩展电路711～71n均具有一个产生扩展码Cij，Cqj(j＝1，2，...，n)的扩展编码产生器(未示出)，和一个分别把编码Cij，Cqj与数据Dij，Dqj相乘，并且输出扩展频谱调制信号的乘法器ML。混合器81i累加由对应的扩展电路711～71n输出的1分量扩展频谱调制信号Dij·Cij(j＝1，2，...，n)，并且输出I分量编码多路复用信号VI[＝∑Dij·Cij(j＝1，2，...，n)]。混合器81q累加由对应的扩展电路711～71n输出的Q分量扩展频谱调制信号Dqj·Cqj(j＝1，2，...，n)，并且输出Q分量编码多路复用信号VQ[＝∑Dqj·Cqj(j＝1，2，...，n)]。
信号峰值抑制单元52包括一个确定保持编码多路复用信号的包络低于设定电平的衰减因子α的衰减因子确定单元52a，和把I分量的编码多路复用信号VI，Q分量的编码多路复用信号VQ与衰减因子α相乘的乘法器(如衰减器)52b，52c。如图3所示，衰减因子确定单元52a包括一个探测通过混合I分量的编码多路复用信号VI与Q分量的编码多路复用信号VQ而得到的编码多路复用信号的包络的包络传感器52a-1，一个把包络值|V|(magnitudes of an envelop value)与设定电平VTH进行比较的比较器52a-2，和一个在包络值|V|大于设定电平VTH的情况下，使用下述等式计算出致使包络值等于设定电平的衰减因子α的衰减因子计算单元52a-3α＝VTH/|V|应当注意，在包络值等于或小于设定电平VTH的情况下保持关系α＝1。
考虑图4所示的I-Q直角坐标系统。编码多路复用信号的包络V是一个向量，在该向量中沿着I轴的分量是VI而沿着Q轴的分量是VQ。由于VI，VQ是通过累加n个扩展频谱调制信号(取值为+1或-1的瞬时值)来得到的，VI，VQ的取值介于-n到+n之间，并且包络V不断变化，变得大于和小于设定电平VTH。包络传感器52a-1根据|V|=(VI2+VQ2)]]>或|V|2＝VI2+VQ2计算出包络值|V|，而比较器52a-2比较包络值|V|与设定电平VTH并且把比较结果输入到衰减因子计算单元52a-3。如果包络值|V|等于或小于设定电平VTH，由于峰值抑制是不必要的，所以衰减因子计算单元52a-3把α＝1当作衰减因子加以输出。如果包络值|V|大于设定电平VTH，则衰减因子计算单元52a-3根据等式(1)计算出衰减因子α，并且把该值输入到乘法器52b，52c(图2)。乘法器52b，52c分别把I轴分量VI和Q轴分量VQ与衰减因子α相乘，并且分别输出乘积αVI，αVQ。如图4所示，如果|V|＞VTH成立，则包络变得等于(被裁剪到)设定电平VTH，从而抑制了编码多路复用信号的峰值。如果|V|≤VTH成立，则I轴分量VI和Q轴分量VQ不被抑制并且照原样输出。
滤波器53具有码片整形滤波器53i，53q，各整形滤波器均包括一个分别限制编码多路复用信号的I和Q分量的频带的数字滤波器。如图5A的中实线SPC所示，编码多路复用信号的频谱分布具有正弦曲线的形状，并且超出1/Tc的频带是不必要的。相应地，由一个具有如破折线A所示的频率特征的滤波器进行频带限制。在图5A中，字母B表示一个理想滤波器的频率特征。在无线通信中，需要使被提供给发送器和接收器的滤波器的综合特征变成象图5A中的破折线A所表示的那样。相应地，通常采用的方法在各个码片整形滤波器53i，53q中设置如图5B所示的根衰减(roll-off)特征C，并且以这样的方式分配特征，即使得收发器的综合滤波器特征变成图5A或图5C所示的特征A。
DA转换单元54具有分别用于编码多路复用信号的I和Q分量，把码片整形滤波器的输出转换成模拟信号，并且把该模拟信号输入到正交调制器55的DA转换器54i，54q。DA转换器54i，54q的最大比例被设成码片整形滤波器53i，53q的最大振幅值。
正交调制器55具有与图27中所示的结构相同的结构。为了举例，功率放大器56是一个非线性放大器并且具有图28和29所示的特征。
通过在信号峰值抑制单元52中以上述方式抑制编码多路复用信号的峰值，可以使峰值因子变小。结果，可以通过这样的安排，使得即使是在输出补偿OBO很小的情况下，输出信号的最大功率电平也不会超过1dB的压缩电平。换而言之，可以通过这样的安排，使得即使是在输入信号的平均功率电平被加大的情况下，输出信号的最大功率电平也不会超过1dB的压缩电平。这样就可以提高功率放大器的效率并避免出现频谱的畸变和拉宽。而且，即使是在码片整形滤波器53i，53q的最大输出振幅被用作DA转换器54i，54q的最大比例的情况下，峰值因子也是很小的。结果，可以增加在平均功率附近频繁出现的信号的有效位的数量，降低输出频谱的噪声底限(noise floor)并减少所需的DA转换单元的位数。
(C)第二实施例图6是说明基于本发明的第二实施例的编码多路复用发送器的结构的图例。对于和图2所示的第一实施例中的单元相同的单元，则用类似的索引字母表示。该方案在信号峰值抑制单元52的结构方面与图2的第一实施例的方案不同。
基于第二实施例的信号峰值抑制单元52具有一个产生与编码多路复用信号的包络值|V|相一致的函数值(如增益g)的函数发生器52d，和分别把I分量的编码多路复用信号VI，Q分量的编码多路复用信号VQ与增益g相乘的乘法器52e，52f。函数发生器52d产生一个如图7中的实线所示的增益函数。该增益函数是以这样的方式被确定出来的，即在包络值|V|大于设定电平VTH的时候，通过把包络值|V|与根据上述函数得到的增益g相乘而得到的乘积g·|V|会等于或小于设定值VTH。
图8图示了函数发生器52d的结构。函数发生器52d具有一个以离散方式存储包络值|V|与增益g之间的对应关系从而获得图7所示的函数的函数存储单元52d-1，一个根据|V|=(VI2+VQ2)]]>或|V|2＝VI2+VQ2计算包络值|V|的包络电平传感器52d-2和一个根据已被存储在函数存储单元52d-1中的函数，得到与包络电平传感器52d-2计算出的包络值|V|相一致的增益g的增益计算单元52d-3。增益计算单元52d-3的输出是增益g。由于函数已被存储成离散数据，所以通过插值法可以计算出与包络值|V|相一致的增益g，并且增益g被输入到乘法器52e，52f(图6)。
乘法器52e，52f分别把I轴分量VI和Q轴分量VQ与增益g相乘，并且输出乘积gVI，gVQ。
由于以上述方式确定g·V，使得g·V等于或小于设定电平VTH，所以编码多路复用信号的峰值被信号峰值抑制单元52抑制了。如果|V|≤VTH成立，则I轴分量VI和Q轴分量VQ不被抑制并且基本上照原样输出。
相应地，在第二实施例中，可以使峰值因子变小。结果，可以通过这样的安排，使得即使是在输出补偿OBO很小的情况下，输出信号的最大功率电平也不会超过1dB的压缩电平。换而言之，可以通过这样的安排，使得即使是在输入信号的平均功率电平被加大的情况下，输出信号的最大功率电平也不会超过1dB的压缩电平。这样就可以提高功率放大器的效率并避免出现频谱的畸变和拉宽。而且，即使是在码片整形滤波器53i，53q的最大输出振幅被用作DA转换器54i，54q的最大比例的情况下，峰值因子也是很小的。结果，可以增加在平均功率附近频繁出现的信号的有效位的数量，降低输出频谱的噪声底限(noise floor)并减少所需的DA转换单元的位数。
前面的描述涉及一种情况，在该情况下产生图7中的实线所示的增益函数。但是，也可以通过这样的安排来产生破折线B所示的增益函数。
(D)第三实施例图9是说明基于本发明的第三实施例的编码多路复用发送器的结构的图例。对于和图2所示的第一实施例中的单元相同的单元，则用类似的索引字母表示。该方案在信号峰值抑制单元52的结构方面与图2的第一实施例的方案不同。
基于第三实施例的信号峰值抑制单元52在包络试图超过设定电平时把编码多路复用信号的包络V保持在设定电平VTH上。信号峰值抑制单元52具有一个产生与包络值|V|和设定电平VTH之间的差值相一致的编码CI，CQ的编码产生器52g，和从I分量编码多路复用信号VI与Q分量编码多路复用信号VQ中减去编码CI，CQ的算法单元52h，52i。
图10图示了编码产生器52g的结构。编码产生器52g包括一个探测通过混合I分量的编码多路复用信号VI与Q分量的编码多路复用信号VQ而得到的编码多路复用信号的包络的包络值|V|的包络传感器52g-1，一个把包络值|V|与设定电平VTH进行比较的比较器52g-2，一个cosφ/sinφ算法单元52g-3，一个在包络值|V|大于设定电平VTH的情况下计算V和VTH的轴向分量之间的差值的振幅限值算法单元52g-4，和产生轴向分量的编码CI，CQ的编码器52g-5，52g-6。
考虑图11所示的I-Q复合面。编码多路复用信号的包络V是一个向量，在该向量中沿着I轴的分量是VI而沿着Q轴的分量是VQ。由于VI，VQ是通过累加n个扩展频谱调制信号(取值为+1或-1的瞬时值)来得到的，VI，VQ的取值介于-n到+n之间，并且包络V不断变化，变得大于和小于设定电平VTH。包络传感器52g-1根据|V|=(VI2+VQ2)]]>或|V|2＝VI2+VQ2计算出包络值|V|，而比较器52g-2比较包络值|V|与设定电平VTH并且把比较结果输入到振幅限值算法单元52g-4。cosφ/sinφ算法单元52g-3根据VI和VQ计算出cosφ和sinφ并且把cosφ和sinφ输入到振幅限值算法单元52g-4，其中向量V的方向被用作φ。振幅限值算法单元52g-4根据下列等式DI＝(|V|-VTH)cosφ＝VI＝VTHcosφDQ＝(|V|-VTH)sinφ＝VQ-VTHsinφ计算出向量V和向量Vr之间的差值向量的轴向分量DI，DQ并且输出DI，DQ，其中向量Vr具有与向量V相同的方向并且具有值VTH。编码器52g-5，52g-6把DI，DQ转换成与VI，VQ具有同样的系统的编码CI，CQ并且输出编码CI，CQ。振幅限值算法单元52g-4在|V|≤VTH的情况下使DI，DQ为零。
算法单元52h从编码多路复用信号的I轴分量VI中减去CI(＝DI)并输出差值，算法单元52i从编码多路复用信号的Q轴分量VQ中减去CQ(＝DQ)并输出差值。结果，如果|V|＞VTH成立，则包络值变得等于(被限制到)VTH，从而抑制了编码多路复用信号的峰值。如果|V|≤VTH成立，则I轴分量VI和Q轴分量VQ不被抑制并且照原样输出。
这样，可以用和第一实施例中描述的方式相同的方式减小峰值因子，并且可以得到与第一实施例相同的效应。
(E)对基于本发明的峰值抑制效应的综述根据本发明，通过上述方式，在不加大频谱的情况下可以实现峰值抑制。
(a)峰值因子抑制效应图12是有助于描述编码多路复用信号的包络的概率密度的图例。图12图示了在使用一个正交Gold编码多路复用50个编码(50个信道或用户)的情况下的包络概率密度函数(PDF)，其中正交Gold编码具有一个数值为64的扩展比和一个64码片的编码长度。这里A表示Rayleigh分布的逻辑值，B表示在设定电平VTH(此后称作限制电平Vclip)为10V的情况下本发明的概率密度，并且C是现有技术的没有峰值抑制的概率密度。限制电平Vclip由QPSK信号点的振幅(包络值)指示，该振幅在一个编码的时间上增大(prevail)，其值为1.0V。
可以理解基于本发明的概率密度基本上符合Rayleigh分布，并且峰值PK被峰值抑制控制所降低。由于码片整形滤波器53i，53q的输出被用作包络值，该峰值因滤波器响应的影响而大于10V。但是在进行滤波之前，峰值为10V的限制值。
图13是图示本发明的峰值因子抑制效应的一个限制电平针对峰值因子特征图。这里指一种有三个编码(3个信道或用户)的情况。限制电平Vclip沿着水平轴被标出，而峰值因子PK则沿着垂直轴被标出。图形说明了峰值因子相对于限制电平的变化。同没有限制(限制电平Vclip＝3V)的状态相比，基于本发明的峰值因子的减少量在Vclip＝2.5时为1.1dB，而在Vclip＝2.0时则为1.3dB。由此可以理解峰值因子被减少了。
(b)在相邻信道渗漏功率方面的改进图14是说明在使用一个非线性放大器放大编码多路复用信号时的输出功率频谱特征的特征图。曲线A，B，C和D是在输出补偿OBO分别为4dB，6dB，8dB和10dB时的结果。输出补偿OBO越大，则边瓣SL越小，并且向相邻信道的功率渗漏也就越少。
图14没有图示出在峰值被本发明抑制的情况下的输出功率频谱特征。但是，由于可以通过峰值抑制来减少峰值因子，所以能够根据本发明来增大输入信号的平均功率并减小输出补偿OBO。换而言之，可以通过这样的安排，使得即使是在输出补偿OBO很小的情况下，输出信号的最大功率电平也不会超过1dB的压缩电平。这样就可以提高功率放大器的效率并避免出现频谱的畸变和拉宽，从而减少了向相邻信道的功率渗漏。
在图14中，NF表示噪声底限(noise floor)。如果n表示构成DA转换器54i，54q的位数，则噪声底限(noise floor)电平Lnf由20·log2n给定。根据本发明，峰值因子被减少了，从而使得能够增加表示DA转换器中的平均输出电平的有效位的数量。结果，噪声底限(noise floor)电平Lnf被增大，并且可以减少向相邻信道的功率渗漏。
图15是说明当多路复用三个编码时相邻信道之间的功率渗漏特征的特征图。这里A表示没有限制(限制电平Vclip＝3V)时的曲线，B表示限制电平Vclip为2.5V时的曲线，而C表示限制电平Vclip为2.0V时的曲线。输出补偿OBO沿着水平轴被标出，而D/U(dB)则沿着垂直轴被标出，其中D/U是主瓣功率(期望功率)和已经渗漏到相邻信道的功率(非期望功率)的比值。该比值越大，则特征越好。限制电平Vclip由QPSK信号点的振幅(包络值)指示，该振幅在一个编码的时间上占主要(prevail)，其值为1.0V。从图15中可以理解，输出补偿越大，则D/U越大，并且限制电平Vclip越小，则D/U越大。如果估测D/U为45dB，则令Vclip等于2.5V将能够把输出补偿减少0.9dB，即从7.4dB减少到6.5dB。这样，可以相应提高功率放大器的效率。
图16是说明相邻信道之间的限制电平针对渗漏功率的特征的特征图。这里输出补偿OBO被用作一个参数，限制电平Vclip沿着水平轴被标出，而D/U(dB)则沿着垂直轴被标出。曲线A，B，C和D是在输出补偿OBO分别为4dB，6dB，8dB和10dB时的结果。图16以和图15同样的方式图示了渗漏功率特征。限制电平Vclip是图15中的参数，而输出补偿OBO则是图16中的参数。根据特征可以理解输出补偿OBO越大，则D/U越大，并且限制电平Vclip越小，则D/U越大。例如，在补偿OBO为6dB的情况下，如果Vclip被从3.0V(没有限制)改变到2.5V，则可以把D/U提高3dB。
(c)调制精确度特征尽管可以预计峰值抑制会导致调制精确度下降和出错率特征恶化，但是正如下面所描述的，实际上这些问题不会出现。
图17是说明在多路复用三个编码的情况下的限制电平针对调制精确度的特征的特征图。曲线A，B，C和D是在输出补偿OBO分别为4dB，6dB，8dB和10dB时的结果。调制精确度被定义成如图18所示的从一个理想接收信号点PI到一个实际接收信号点PA的向量误差VE的均方根(mean rootsquare)。更具体地，如果让VEi(i＝1～N)表示通过N次测量得到的向量误差，则调制精确度η由下述等式η=(Σ|VEi|2)×100/N(%)]]>给出。
在允许10％的调制精确度的情况下，限制到Vclip＝2.5V是可能的。对应放大器的非线性畸变，如果Vclip被定成2.5V，则在输出补偿OBO为4dB的情况下出现最大为2％的恶化。当OBO＝4dB时在没有限制(Vclip＝3.0V)的情况调制精确度没有低于5％的原因是，在这里的讨论中用于码片整形的FIR滤波器的特征因有限的抽头长度而不具有理想的传输滚降特征。
这样，调制精确度因峰值抑制而恶化。但是，如果允许10％的调制精确度，则可以在进行三编码多路复用的情况下限制到2.5V，峰值可以得到抑制并且因峰值抑制可以得到上述的效果。
(d)出错率特征图19是一个说明限制电平针对位出错率的特征的特征图。这里限制电平Vclip沿着水平轴被标出，而位出错率BER则沿着垂直轴被标出。图19的特征是在Eb/N0＝6.8dB的情况下估测出来的，这里在绝对同步检测的统计特征中给定BER＝10-3，其中Eb表示在扩展之前一个信息位的能量，N0表示单位赫兹的热噪声，而Eb/N0等价于S/N比。并且，A表示理想线性放大器的特征，而B表示在输出补偿OBO为6dB的情况下的特征。
从图19可以理解，在扩展比PG为16并且多路复用三个编码的情况下，出错率特征的严重恶化不会出现在1.5V的Vclip值上。相信这一点的原因是纠正因限制而造成的平均功率下降增加了单位编码的传输功率，从而补偿了因干扰造成的恶化。换而言之，由于对输入编码的电平加以控制以保证平均功率恒定，所以其它码片的功率被加大到抑制编码多路复用信号的规定码片的峰值的程度。尽管一个经过峰值抑制的码片的精确度恶化了，但是可以相信其它码片的精确度被提高了，这样就抵销了精确度的恶化，以致没有产生严重的出错率。
这里已经描述了一种把本发明用于编码多路复用发送器的情况。本发明也可被用于处理移动无线通信中的多个信道的基站，用于多个信道以实现高传输速率的移动站和其它无线通信装置。
由此，根据本发明，通过这样的安排，可以用抑制编码多路复用信号的峰值来减少峰值因子。结果，可以通过这样的安排，使得即使是在输出补偿OBO很小的情况下，输出信号的最大功率电平也不会超过1dB的压缩电平。可以改进功率放大器的效率并避免出现频谱的畸变和拉宽。更具体地讲，根据本发明，抑制编码多路复用信号的峰值减少了峰值因子。结果，可以减少获得规定相邻信道渗漏功率特征的功率放大器的输出补偿，并且可以改进功率放大器的效率。
根据本发明，对编码多路复用信号的峰值加以抑制，以便减少了峰值因子。结果，可以有效利用D/A转换器的量化位的数量，降低输出频谱的噪声底限(noise floor)并减少所需的D/A转换器位数。
由于在不脱离本发明的本质和范围的情况下可以给出许多显然差别很多的有关本发明的实施例，所以，应当理解，除了在所附权利要求书所定义的之外，本发明并不限于这里所提供的具体实施例。
权利要求
1.一个编码多路复用无线装置，用于产生编码多路复用信号、放大编码多路复用信号并发送被放大的信号，该装置包括一个编码多路复用信号产生器，该产生器通过把各个发送数据与一个扩展编码相乘来进行扩展频谱调制，并且混合扩展频谱调制信号以产生一个编码多路复用信号；一个信号峰值抑制单元，该单元保持编码多路复用信号的包络低于一个设定电平；和一个功率放大器，该放大器放大从信号峰值抑制单元输出的编码多路复用信号并且从一个天线发送被放大的编码多路复用信号。
2.如权利要求1所述的装置，其中上述设定电平是根据上述功率放大器的特征(character)来确定的。
3.如权利要求1所述的装置，其中上述信号峰值抑制单元包括探测编码多路复用信号的包络的装置；把包络的包络值与设定电平相比较并获得衰减因子的装置，其中该衰减因子在包络值超过设定电平的情况下把包络值降至设定电平；和把编码多路复用信号与衰减因子相乘并输出结果的装置。
4.如权利要求1所述的装置，其中上述信号峰值抑制单元包括存储一个函数的装置，在该函数中编码多路复用信号的包络的包络值是一个变量；探测编码多路复用信号的包络的装置；和把编码多路复用信号与一个函数值相乘的装置，该函数值与被探测的包络的包络值相一致。
5.如权利要求1所述的装置，其中上述信号峰值抑制单元包括探测编码多路复用信号的包络的装置；产生一个编码的装置，该编码与包络值和设定电平之间的差值相一致；和通过在编码多路复用信号中增加或减去编码从而抑制编码多路复用信号的峰值的装置。
6.一个编码多路复用无线装置，用于产生编码多路复用信号、放大编码多路复用信号并发送被放大的信号，该装置包括一个编码多路复用信号产生器，该产生器通过把各个发送数据与一个扩展编码相乘来进行扩展频谱调制，并且混合扩展频谱调制信号以产生编码多路复用信号；一个限制编码多路复用信号带宽的滤波器；一个把上述滤波器的数字输出转换成模拟信号的DA转换器；一个对上述DA转换器的模拟信号输出进行调制的调制器；一个放大上述调制器的输出并从一个天线发送被放大的信号的功率放大器；和一个在上述编码多路复用信号产生器和上述滤波器之间提供的，保持编码多路复用信号的包络低于一个设定电平的信号峰值抑制单元。
7.如权利要求6所述的装置，其中上述编码多路复用信号产生器包括转换装置，该装置以每次一位的方式轮流分配传输数据中的每一项，从而将数据分别转换成同相分量数据和正交分量数据；扩展频谱调制器，该调制器把同相分量的数据和正交分量的数据与扩展编码序列相乘；和混合单元，该单元既混合由各个扩展频谱调制器输出的同相分量的扩展频谱调制信号以产生同相分量的编码多路复用信号VI，又混合由各个扩展频谱调制器输出的正交分量的扩展频谱调制信号以产生正交分量的编码多路复用信号VQ，并且分别输出同相和正交分量的编码多路复用信号VI，VQ；上述信号峰值抑制单元包括探测通过混合同相和正交分量的编码多路复用信号VI，VQ得到的有效编码多路复用信号的包络的装置；把包络的包络值与设定电平相比较并获得衰减因子的装置，其中该衰减因子在包络值超过设定电平的情况下把包络值降至设定电平；和把同相和正交分量的编码多路复用信号VI，VQ与衰减因子相乘的装置；和包括一个正交相移键控调制器的上述调制器。
8.如权利要求6所述的装置，其中上述编码多路复用信号产生器包括转换装置，该装置以每次一位的方式轮流分配传输数据中的每一项，从而将数据分别转换成同相分量数据和正交分量数据；扩展频谱调制器，该调制器把同相分量的数据和正交分量的数据与扩展编码序列相乘；和混合单元，该单元既混合由各个扩展频谱调制器输出的同相分量的扩展频谱调制信号以产生同相分量的编码多路复用信号VI，又混合由各个扩展频谱调制器输出的正交分量的扩展频谱调制信号以产生正交分量的编码多路复用信号VQ，并且分别输出同相和正交分量的编码多路复用信号VI，VQ；上述信号峰值抑制单元包括存储一个函数的装置，在该函数中编码多路复用信号的包络的包络值是一个变量；探测通过混合同相和正交分量的编码多路复用信号VI，VQ得到的有效编码多路复用信号的包络的装置；和把同相和正交分量的编码多路复用信号VI，VQ与一个函数值相乘的装置，该函数值与被探测的包络的包络值相一致；和包括一个正交相移键控调制器的上述调制器。
9.如权利要求6所述的装置，其中上述编码多路复用信号产生器包括转换装置，该装置以每次一位的方式轮流分配传输数据中的每一项，从而将数据转换成同相分量数据和正交分量数据；扩展频谱调制器，该调制器把同相分量的数据和正交分量的数据与扩展编码序列相乘；和混合单元，该单元既混合由各个扩展频谱调制器输出的同相分量的扩展频谱调制信号以产生同相分量的编码多路复用信号VI，又混合由各个扩展频谱调制器输出的正交分量的扩展频谱调制信号以产生正交分量的编码多路复用信号VQ，并且分别输出同相和正交分量的编码多路复用信号VI，VQ；上述信号峰值抑制单元包括探测通过混合同相和正交分量的编码多路复用信号VI，VQ得到的有效编码多路复用信号的包络的装置；产生与同相和正交分量相一致的编码CI，CQ的装置，其中同相和正交分量是探测的包络值和设定电平之间的差值；和通过在同相和正交分量的编码多路复用信号VI，VQ中增加或减去同相和正交分量的编码CI，CQ，从而抑制编码多路复用信号的峰值的装置；上述调制器包括一个正交相移键控调制器。
10.如权利要求6所述的装置，其中上述滤波器的输出的最大振幅被用作上述DA转换器的最大比例。
全文摘要
一个放大编码多路复用信号并随后发送所放大的信号的编码多路复用无线装置,用以减少输出补偿,提高功率放大器的效率并抑制频谱拉宽,包括:(1)把发送数据的各个项与一个扩展编码序列相乘,并且混合扩展频谱调制信号以产生一个编码多路复用信号的编码多路复用信号产生器,(2)保持编码多路复用信号的包络低于设定电平的信号峰值抑制单元和(3)放大编码多路复用信号并从天线发送所放大的编码多路复用信号的功率放大器。
文档编号H04J13/04GK1185689SQ9711476
公开日1998年6月24日 申请日期1997年7月30日 优先权日1996年12月19日
发明者大石泰之, 长谷和男, 福政英伸, 浜田一, 浅野贤彦 申请人:富士通株式会社