专利名称：使用“通过合成进行的分析”的多频道接收机的制作方法
技术领域：
本发明的领域本发明涉及用于多个独立信号的无线接收系统，例如，蜂窝无线电话基站，地面移动无线台，以及通信卫星。
本发明的背景多频道接收系统的最普通形式是对每个要被接收的频道使用一个接收机链，例如超外差接收机。现有技术包含了在几个接收机处理链之间共用部件的例子，特别是可以使用共用天线，以及共用的宽带低噪声天线分布放大器，它放大多个接收信号的总和，然后把放大的结果分路到分开的接收链。电视信号从共用天线被分布到公寓楼的每个公寓就是这种技术的一个例子。
现有技术也包含单个接收机链的例子，它处理在时间上以时分多址(TDMA)顺序地接收的来自多个发射机的信号，或者是在码分多址(CDMA)情形下重叠地同时接收的信号。后者对于前者的缺点在于，信号必须以多多少少相同的强度被接收，以避免互相干扰得太厉害。后者的缺点可通过使用在美国专利No.5,151,919中所公开的相减解调的技术来克服，在其中强信号先被解调，然后，在试图解调较弱的信号之前减去它。
图1显示了按照已知技术的真正的多信号接收机。在天线10处接收多个信号，并由在想要的频带上的带通滤波器11处理。然后信号由低噪声放大器12放大，并在滤波器13中被进一步滤波，以去除镜频信号。被滤波的信号在下变频器16中通过在混频器15中和来自本地振荡器14的信号进行混频而被下变频，以产生中频信号，更便于进一步的处理。中频信号通过使用IF(中频)带通滤波器17被进一步滤波，然后在对数放大器-检波器电路18中被放大，以产生硬限幅信号以及和瞬时多个信号幅度的对数有关的瞬时无线信号强度指示(RSSI)。硬限幅输出信号通过使用转换器20可被转换为与瞬时多信号相位有关的数字样本流，转换器20可以替换地采用按照美国专利No.5,148,373的直接相位数字化，或在滤波器19中的低通滤波以去除谐波以后，新的相对恒定幅度的正弦波信号可被正交采样和模-数(A/D)转换，以产生数字采样形式的相位相关的信号SIN(Φ)和COS(Φ)。同时RSSI信号通过使用A/D转换器21被数字化，以及将对数幅度和相位相关的信号被加到数字信道化处理器。在美国专利No.5,048,059中描述了通过对于相位相关的和幅度相关的信号的数字化而对任意信号数字化的技术，该专利在此引用，以供参考。对数极坐标技术被特别地设计来允许任意瞬时幅度的信号以恒定百分比的精度被真实地转换为数字形式，而不必预制它们的电平，以便通过使用自动增益控制信号(AGC)的反馈来设置放大器增益。这样，现有技术的对数极座标技术被特别设想成便于实现独有的用于信号接收系统的前向反馈结构，这与寻求最大化地利用反馈信号的本发明相反。
在现有技术中，数字信道化处理器22具有分析复合接收信号的任务，以便分出在不同信号频率上具有不同调制的信号。在这些分开的信号之间电平上的不一致，是生产按照图1所示的现有技术的多信道接收机时的主要技术挑战之一。模-数(A/D)转换技术具有有限的精度，它限制了可被表示的最大信号的动态范围，而可被表示的最小信号取决于所使用的最低有效位的位数。当最大和最小信号同时出现在天线上时，大信号对使用比特精度起主要作用，而较小的信号可能只是偶尔改变一个最低有效位。有限精确度也造成量化噪声的现象，量化噪声将由数字精度和必须被接纳的最大信号来确定，且如果信号电平不一致度太大，或精度不合适，可能会丢失弱信号。
数字信道化处理器22也必须能从可能占用相邻信道的小信号中适当地鉴别出大信号。这种所谓的相邻信道选择是处理器22数字式地完成的多频道带通滤波操作的复杂度的函数。原则上，用来把复合的多频率信号分离出组成的单频信号的多频道滤波器完成富立叶变换(FFT)。为此目的，有可能采用熟知的计算上有效的快速富立叶变换算法。FFT算法作用在相应于一个时间间距的样本块上，该时间间距是至少一倍于所需要的频率分辨率的倒数。然而，变换这个最小长度的块在现有技术中并不能提供良好的相邻信道选择性。数学上可以证明，有效地被构成来分出每个单独的信号的选择性滤波器具有频率选择性响应曲线，它本身是加到所使用的样本块的样本上的加权函数的富立叶变换。还可以证明，只有当所处理的块长度被延伸，以使得所述加权函数可被截断或向着块的边缘以平滑方式趋于零时，频率选择性响应曲线才达到较陡削度的选择性。加权函数结尾的时间间距越长，则频率选择性响应曲线越陡削，反之亦然。这样，FFT算法必须被设计来处理比最小长度大得多的块，以便提供可接受的相邻信道选择性，这增加了系统的成本。
通过实现这里所描述的本发明，可克服现有技术的以上的缺点。
本发明的概要按照传统想法，接收系统包括在天线处接收信号，滤波，放大，以及在通过使用数字逻辑电路把它解调和译码之前，先把它转换为可能的数字形式。在这种方法中，信号以正方向从天线流向最后输出端，即把一个处理级的结果向前送到下一级。
为了通过使用新颖技术得到性能和成本的优点，本发明不同于传统方法，其中信号从系统输出端流向天线，这个技术被称为“通过合成进行分析”。“通过合成进行分析”是一种多次反馈的形式，其中从多信号的估值计算出的反馈信号，例如，通过反相辐射该信号而从实际接收信号中被减去，这样它抵消了在天线处接收的信号。然后，在天线处接收的信号的任何未被抵消的分量例如通过富立叶分析被识别，并被用来更新多信号估值。连续校正的多信号估值被输出，用于进一步处理，例如解调和译码。
本发明的优点是从减小接收的信号电平到一个不需要高动态范围的电路就可被放大和处理的低的均匀电平(误差信号)而得到的。
按照本发明的一个实施例，公开了利用信号处理系统中的负反馈以改进可被处理的信号电平范围的一种方法。首先，从输入信号中减去反馈信号，以构成差值信号。然后，分析所述差值信号，以便把差值信号分解为多个所减小的带宽的构成误差分量。然后，误差分量被用来提取输入信号的相应的所减小的带宽的构成分量的估值。并使用所述估值来产生所述反馈信号。
按照本发明的另一个实施例，公开了．用于多个无线信号的接收系统。该系统包括用于接收无线信号的装置。相减的耦合装置把反馈信号相反地耦合到接收信号，以产生剩余信号。信号分析装置分解所述剩余信号为多个构成分量。信号估值装置使用所分解的构成分量以提取无线信号的相应的构成分量的估值。最后，信号合成装置使用估值来产生反馈信号。
附图概述现在将以示例方式参照附图以及本发明的优选实施例，更详细地说明本发明，其中图1显示现有技术的多信号接收机；图2显示按照本发明的通过合成进行分析的接收机的方框图；图3(a)-3(c)显示按照本发明的一个实施例把合成信号与接收信号相耦合以产生误差信号的替换装置；图4显示按照本发明的一个实施例的误差分析部分；图5显示按照本发明的一个实施例的信号合成部分；以及图6显示按照本发明的一个实施例的改进的D/A转换方法。
详细描述现在参照图2，描述本发明的基本原理。图2显示把多个接收信号接收到相减的耦合装置30中。耦合装置30从接收信号中减去由信号合成器34产生的多信号波形，留下剩余的误差信号，它由多信号误差分析器31分析。如果，例如，在无线频谱中某处的30MHz带宽被分成，例如，1000个30KHz宽的频道，潜在地，来自不同发射机的信号可在每个频道被接收。假定每个信号以合理的精度位于每个频道的中心，但其频谱可由调幅，调相或二者的组合而被扩频占用其整个分配的30KHZ频道。例如，调制可包括按照美国AMPS蜂窝标准由模拟语音信号进行的调频，或按照美国数字蜂窝标准IS-54的相位和幅度都变化的π/4-DQPSK调制。然而，在所有这些情况中，比起接收系统的整个的30MHz带宽，调制结果是在每个窄频带的30KHz宽的信号以相对慢的速率改变。因而，每个信号的相位和幅度估值原则上只需要在大约每30μS内更新，以便跟上调制的变化。然而，本发明包括以比最小速率更大的速率更新估值，以便达到精确的跟踪。
每个信号的相位和幅度的当前估值被保持在存储器33中。信号估值是以极坐标形式(幅度和相位)，以先前所述的对数极坐标形式(对数幅度和相位)，以直角坐标X,Y，或I+jQ形式，还是以某些其它复数表示形式被保存，是设计选择的事项。因而，在存储器33中相应于每个信道频率有一个复数存储单元。存储和更新所存储复数的估值的时间导数，例如(dI/dt,dQ/dt)；(dA/dt,dPHI/dt)或这些的任一组合以及它们的更高阶导数，也会是有利的。
多信号误差分析器31把来自相减耦合装置30的剩余信号分解成在每个信道频率上的误差频率分量，以及把每个频率分量分解成其复数部分，例如，实部和虚部，或有关的幅度和相位部分。这个功能可借助于FFT运算来完成，它估值其中心在每个信道频率上的余弦波和正弦波的总量，这些波是为构成在某些分析窗上的当前的误差信号所需要的。最小的分析窗的时间宽度是信道间隔的倒数，即约为33μS。以上说明的现有技术的缺点是，通过使用该最小长度窗实行的富立叶分析并不提供在相邻频道中根本不同的电平的信号之间的适当的鉴别。然而，按照本发明的主要原理，富立叶分析不适用于根本不同的电平的接收信号，但适用于剩余误差信号，在相减的耦合装置30中根本不同的电平的信号从这些剩余误差信号中被除去，或被大大地压缩。因而，一种简单得多的非滑窗的FFT可用于多信号误差分析器31。
被保持在存储器33中的多信号估值由校正装置32利用对由误差分析器31提供的剩余误差信号的分析而被更新。所分析的误差值表示，每个信号频率上的实部和虚部分量应当被调整多少，以使得减小剩余信号的总能量。调整信号的实部和虚部分量，构成了所谓的直角座标控制环。如果，另一方面，信号的幅度和相位的估值被调整，这就是所谓的极座标环。这样，本发明在一个实施例中可包括大量直角座标控制环，接收频带的每个构成频道分量一个直角座标控制环，或在另一个实施例中可包括大量极座标环。
替换地，可采取使频道上的最大误差最小化的方法，而不是试图使所有误差都最小化，其中有些误差可能早已经处在噪声电平。这些不同的方法都可被认为是处在本发明的总的范围和精神内。
在存储器33中的校正的信号估值可供多信号合成器34使用，多信号合成器34使用这些信号估值，以作出对于每个信道中的信号的最佳近似，它对于紧接着的过去和未来是正确的。该近似对于某个等于频道带宽倒数的一部分的将来的时间将是精确的，但在等于频道带宽倒数的相应时间以后，它将趋向于变得不精确。这样，本发明包括产生新的误差分析，和以30KHz的信道间隔的倍数的速率完成对信号估值的更新，例如以120KHz或240KHz或更高。当然，使用时间导数可有助于信号合成器34以比未使用导数时更高的精度随心所欲地更新。
信号合成器34利用每个信号的实部和虚部的每个估值，以确定其中心在它们的各个信道频率上的相应的余弦波和正弦波的幅度，然后，所有加权的余弦波和正弦波的总和形成了被馈送到相减耦合装置30的组合波形。信号合成器也可通过使用高速运算逻辑电路执行数字方式实现的反FFT运算。替换地，它可包括离散富立叶变换运算，它可计算在任意有限时间栅格上的信号样本，以提供对连续信号的较好近似。
以上描述的本发明是一种负反馈的形式，以便通过要求放大装置只放大在输入信号和反馈信号之间的误差来减小在信号放大装置中的失真。然而，传统的负反馈放大器对于构建多信号接收机的问题几乎没有贡献，以及非常宽带的高增益反馈系统由于环路的延时很难保持稳定运行。这样，本发明可被描述为包括多个反馈环的子频带反馈系统，每个反馈环涉及要被处理的信号带宽的一小部分，这样，环路延时相对于窄的信道带宽的倒数才是重要的，而相对于整个的30MHz的带宽是不重要的。
图3(a)-(c)显示了可被用于本发明的相减耦合装置30的三个替换实施例，但是这些并不表示对可能装置的穷尽。图3a表示借助于天线40接收信号，和通过使用靠近天线40的辅助天线41再辐射信号，这样，天线40接收与所接收的信号反相的所辐射的信号，形成误差信号，然后它被误差分析器31处理。这样，相减耦合装置30可包括图3(a)主接收天线40和辅助辐射天线41的组合。
图3(b)显示通过天线10和限带滤波器11接收信号，然后，通过使用定向耦合器把滤波的信号和信号合成器34的输出相组合，在本情况下，定向耦合器是耦合装置30。定向耦合器形成乘以电压加权因子((1-k2)]]>)的滤波的所接收的信号和加权k的所合的信号的组合。数值k被选择为很小，例如，1/30(-30dB耦合器)，这样，高电平的合成信号被衰减到未放大的接收信号的低电平，因而，因子(1-k2)]]>非常接近於1，因而代表对接收信号的非常小的衰减。定向和非定向(阻抗型)耦合装置的许多形式可被用来描述图3(b)的一般术语“传导耦合装置”所包含，相对于图3(a)的辐射耦合装置。
最后，图3(c)显示通过使用低噪声放大晶体管的有源耦合装置的形式。信号在天线10处被接收，然后在限带滤波器11中被滤波。然后信号被加到低噪声放大器12，在本示例的情况下它包括单个场效应晶体管。晶体管12把在其栅极上输入的信号电压转换成在晶体管12的漏极端的成正比的电流。合成器34的输出电压通过使用类似的FET50也被转换成电流，FET50的输出电流通过把漏极端并联而和晶体管12的电流相组合。合成的电流与接收的信号电流相反，给出剩余误差电流，剩余误差电流由误差分析器31分析，它还可包括在滤波器13，放大器14和下变频器16中的滤波，放大和下变频，它们都是和图1中所示的现有技术的那些相类似的。
图1的现有技术的装置事实上可被用作为误差分析器31，但是由于对强信号的压缩，本发明允许一些替换例。图4显示一个方框图，它是在实现本发明时允许用于在现有技术下由于动态范围的限制而工作不满意的情况。
通过使用放大器60,62,64和滤波器61,63，剩余信号被接连地放大和滤波，以便把误差信号电平从噪声电平提高到适合于数字化的普通信号电平，例如-20dBm。最后放大级64的输出在正交混频器65,66中和来自正交本地振荡器67的余弦与正弦波混频，该正交本地振荡器67在接收系统的频带中间以中心频率工作。优选地，本地振荡器67具有的中心频率也处在频带中心附近的两个频道的中间。来自混频器65,66的输出信号I和Q，每个具有带宽从零延伸到半个总带宽的带宽，然后这些信号以至少两倍于最高频率的奈奎斯特速率采样，该采样速率至少等于频道带宽，然后，通过使用A/D转换器68,69被数字化。由于误差信号标称地为零，A/D转换器65,66在信号电平上没有大的偏差要克服，这样只需要受限制的精度，例如，4-8比特。数字化的I,Q值的数据流被送到FFT处理器70，它收集复数样本块，例如1024个接连的样本，用于处理来分析误差信号。
例如，假定要被分析的总的信号带宽大约为30MHz,I,Q采样率是30．72MHz以及要分析1024个样本块。分析的结果描述了在组合信号的每个30KHz的带宽段(即频道)中的误差信号能量。如果接连的块不重叠，那么这样的分析每33.333μS进行一次。然而，重叠的接连块或1024个样本允许更经常地更新所进行的误差分析，这是有利的。由于1024-点FFT机的完全并行的数字逻辑结构可被实现，它允许在把I,Q数据比特顺序最低有效位首先加到输入端所费的时间内进行1024-点的分析，所以实际上对于每32个样本的重叠分析没有限制，因而，在刚超过1μS的间隔内得到误差分析。
对于1024个频率点(frequency bin)的每个频点，误差分析由一个I误差和一个Q误差组成。误差最好通过更新对于每个频点的I导数和Q导数来校正，它确定了先前的I和Q值将被增加或减少的速率。这构成了用于校正每个I、Q值的二阶反馈系统，但是一阶反馈系统可以不用导数而被建成，或高阶反馈控制系统系统也可通过使用二阶或高阶导数而被设计出。
图5显示了通过使用一阶控制I,Q信号估值的信号合成器。分析的误差以数字值dIi,dQi进入DFT机90，并且连同先前的I,Q值一起被加到I和Q相加器82,83，以便使存储寄存器80,81中的存储值Ii,Qi加上或减去增量。然后，校正后的值Ii,Qi被加到乘法器78,79，在其中它们分别乘上从存储表或存储器(图上未示出)中选出的余弦波形和正弦波形的数字样本。在D/A转换器74,75中进行D/A转换之前，来自所有I乘法器78的相乘后的值在I-相加器76中被相加，而Q的相乘值在相加器77中被相加。D/A转换器必须具有合成信号(也就是复合的接收信号)的预期的完全的动态范围，然而，构成高动态范围的D/A转换器比起构成高动态范围的A/D转换器更容易。可被用来构成适合于本发明使用的具有改进性能的D/A转换器的有些发明性技术将借助于图6在后面描述。
然后，D/A转换后的复合的I,Q信号连同正交本地振荡器信号一起加到正交调制器71,72，它们最好由用于下变频的同一个本地振荡器67所产生。调制器输出信号的和值用相加器73形成，相加器73可仅由调制器71,72的电流源的输出端的并联组成。所调制的信号以高电平产生，例如，-10dBm，因而，为用于与接收信号相减地耦合必须被衰减，以便电平匹配。这可通过使用衰减器84和通过选择耦合装置30中的耦合系数来完成。所提供的总的衰减也有利地衰减了由信号合成过程产生的噪声，例如D/A转换器74,75的量化噪声。
在乘法器中被乘以各自的余弦或正弦值的I或Q值Ii,Qi被耦合到选择性相加器95。选择性相加器95选择归类到三个幅度组的要被相加的相同幅度的值。数值的幅度归类是由最高非零有效比特来确定的，即以2的补码标记，以比特位的降序遇到的第一个比特，它具有与较高有效比特相反的极性。选择性相加器95顺序扫描1024个被乘值的每一个，并根据每个值的幅度把它加到三个累加器中的一个累加器上。例如，假定所有被乘的I值是8比特长，具有第6比特或以上比特为非零有效位的那些值被加到第一累加器，具有第4或第5比特为非零有效位的那些值被加到第二累加器，具有第3比特或以下比特为非零有效位的那些值被加到第三累加器。然后，三个累加器的内容通过使用各自的12比特分辨率的转换器92,10比特分辨率的转换器93,和8比特分辨率的转换器94而被D/A转换。然后，三个D/A转换器的模拟输出信号在加法器91中被相加。本领域的技术人员可作出以上实施例的许多变例，例如通过使用具有同样数目(比如12)的比特分辨率的D/A转换器，以及在加法器91中被相加之前换算它们的输出。这样的变例也包括例如只选择最大的16个Ii或Qi值被加到第一D/A转换器，按幅度次序接着的128个值被加到第二D/A转换器，以及其余的被加到第三D/A转换器。
另一个变例是把分开的正交调制器和每个分开的A/D转换器相联系，以及以适当的固定的缩放比例相加它们各自的模拟输出。
以上的描述集中在把频谱分解为多个构成频道，每个包含一个独立的信号。然而，另外也可能把信号分解成其它的正交波形集，例如Walsh-Hadamard函数。也有可能使用本发明，用来接收直接序列扩频信号，它们必须通过把所接收的信号和多个扩频码进行相关而被分解。分析装置31因而可包括和多个扩频接入码相关，而信号合成器可包括产生多个扩频合成码。在这种情况下，多信号估值校正装置32不但可包括为每个特定码校正复数加权因子，而且还包括通过使用延时锁定环校正所述码的时延。替换地，相应于延时的回波或未校正的系统延时的每个码的不同时间漂移的复数总量可被存储和独立地更新。
虽然已描述和说明了本发明的具体实施例，但应当看到，本发明并不限于这些，因为本领域的技术人员可作出各种修改。对本专利申请的任何和所有的修改都将在此处公开的和所要求的本发明的精神和范围内。
权利要求
1．用于多个无线信号的接收系统，包括用于接收所述无线信号的装置；相减的耦合装置，用于把反馈信号相反地耦合到所述接收信号，以产生剩余信号；信号分析装置，用于分解所述剩余信号为多个构成分量；信号估值装置，通过使用所述分解的构成分量提取所述无线信号的相应的构成分量的估值；以及信号合成装置，通过使用所述估值产生所述反馈信号。
2．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述构成分量包括在不同信道频率上调制的信号。
3．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述构成分量包括以不同扩频代码编码的信号。
4．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述构成分量包括在不同信道频率上调制的和以不同直接序列扩频码扩频的信号。
5．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中用于接收所述无线信号的装置包括天线或天线阵。
6．按照权利要求5的系统，其特征在于，其中所述相减的耦合装置包括在所述接收天线装置附近的辅助辐射天线。
7．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述相减的耦合装置包括定向耦合器。
8．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述相减的耦合装置包括使用低噪声放大器器件的有源耦合装置。
9．按照权利要求8的系统，其特征在于，其中所述有源耦合装置包括以反相组合两个放大器的输出。
10．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述信号分析装置包括模-数转换装置。
11．按照权利要求10的系统，其特征在于，其中所述信号分析装置还包括数字富立叶变换装置。
12．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述信号估值装置包括多个直角座标(笛卡尔)控制环。
13．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述信号估值装置还包括多个极座标环。
14．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述信号合成装置包括由数字逻辑电路实行的数字离散富立叶变换。
15．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述信号合成装置包括正交调制器。
16．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述信号合成装置通过使用高速运算逻辑电路实行反快速富立叶变换运算。
17．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述信号合成装置还包括放大和滤波装置，用于把所述剩余信号提高到合适的电平；正交下变频装置，用于把所述放大的剩余信号变换成基带I和Q信号；以及双信道模-数转换装置，把所述I扣Q信号变换成相应的数字样本序列；
18．按照权利要求1的系统，其特征在于，其中所述信号合成装置包括把所述剩余信号变换为复数数字样本的代表序列。
19．利用信号处理系统中的负反馈以改进可被处理的信号电平范围的一种方法，包括以下步骤从输入信号中减去反馈信号，以构成差值信号；分析所述差值信号，以便把差值信号分解为多个所减小的带宽的构成误差分量；通过使用所述误差分量提取所述输入信号的相应的所减小的带宽构成分量的估值；以及通过使用所述估值产生所述反馈信号。
20．按照权利要求19的方法，其特征在于，其中所述构成分量包括在不同信道频率上调制的信号。
21．按照权利要求19的方法，其特征在于，其中所述构成分量包括以不同扩频代码编码的信号。
22．按照权利要求19的方法，其特征在于，其中所述构成分量包括在不同信道频率上调制的和以不同直接序列扩频码扩频的信号。
全文摘要
公开了利用信号处理系统中的负反馈以改进可被处理的信号电平范围的一种方法和装置。首先,从输入信号中减去反馈信号,以构成差值信号。然后,分析所述差值信号,以便把差值信号分解为多个所减小的带宽的构成误差分量。然后,误差分量被用来提取输入信号的相应的所减小的带宽的构成分量的估值。然后估值被用来产生反馈信号。
文档编号H04B1/12GK1211356SQ97192317
公开日1999年3月17日 申请日期1997年2月7日 优先权日1996年2月15日
发明者P·W·登特 申请人:艾利森公司