专利名称：蜂窝网基站接收机的dsp实施的制作方法
技术领域：
本发明涉及对在蜂窝网无线电话系统中发送的信号的解调，特别是，涉及运用数字信号处理(DSP)的解调FM信号。
相关现有技术的描述对于FM解调的传统方法一般基于模拟系统。虽然模拟FM解调技术并不昂贵，但是它们一般很灵活已适应于对于不同类型的信号(诸如蜂窝网环境)的不同类型的FM解调。正如在其它领域中，数字信号处理(DSP)的运用产生了运用FM信号(诸如在蜂窝网电话中)的更大的灵活性。
在蜂窝网电话系统中，把信道分配给给定的基站从某种程度上讲涉及任意的，因为可以把任何信道组合分配给任一基站。当运用模拟FM解调技术处理对接收到或者人局信号的解调上，这导致了一些问题，因为典型的FM解调器(一般是在模拟形式下的锁相环(PLL))只响应于某些频率范围。当存在需要解调的多个信道时，会发生这种问题。由于把那些信道分配给任一给定的基站可以是任意的，所以必需把基站设计成能够处理信道或频率的任何可行的组合。此外，根据蜂窝网的多种研究已容纳信道需求的变化，分配给给定基站的信道可以随着时间而变化。运用标准FM技术，人们可以运用在整个FM频谱内都可调谐的一组标准模拟PLL。这个范围这很广的，而且对这种模拟PLL的实施变得很昂贵和复杂。此外，用于FM解调的模拟电路包括相位或频率锁定环以及多种鉴别器电路。一般，当必需解调几个信道时(诸如在蜂窝网通信中)，模拟FM解调不是灵活多变的，假设在蜂窝网系统中的FM信号可以是“标准蜂窝网”(AMPS)或者窄带AMPS(NAMPS)。
发明概述本发明的目的在于，通过最好利用对于子载波恢复的数字Hibert变换来提取载波信号以及最好利用数字AM解调以及乘法和积分来提取话音信号，提供数字FM解凋方法和装置。
人们可以运用DSP实施，而不是运用对FM解凋的模拟实施。因为适于不同信号和不同频率仅仅需要对装置进行最少的变化，诸如，改变某些常数和在DSP软件中的子程序，所以运用AM解调技术的FM解调的DSP实施提供灵活性。FM解调的DSP实施加强了用模拟FM解调技术无法得到的灵活性。例如，数字FM解凋可以提供容易地改变参数以适应各种频率的自由，而且可以容易地适应小区位置以容纳TDMA、NAMPS、GSM和AMPS技术。
根据本发明的一个实施例，运用数字信号处理(DSP)解调FM信号的方法包括通过运用带通滤波器在模拟域中选出信道的频带的步骤。例如，然后，把在基站接收到的来自蜂窝网或者其它无线网络的信道组下移至IF。从IF中选出从信道的频带中选出的一组邻近信道，并下移至基带，在频带上限的两倍处采样以移入数字域。运用DSP实施，在基带处，分开处理每组信道。例如，采样在基带组的信道，以产生具有同相和正交分量的数字信道信号，其中同相分量有载波分量，而正交分量具有调制信号(语音)分量。分开处理每个数字化采样信道。运用窄频带通算法，诸如，Hilbert变换带通算法，滤波数字信道信号以提取载波信号。然后，把载波信号与数字信道信号数字化相乘以形成包括调制信号的混合信号。最后，滤出载波和高频信号以只产生调制信号。在本发明的较佳实施例中，Hilbert带通滤波算法具有小于600Hz的通带，以提取在滤波器的中央频率处的载波分量。
结合用例举的方法示出本发明的实施例的多种特性的附图，通过下面的详细描述，本发明的其它特性和优点将会显而易见。
参照附图，将详细描述本发明的实施例，其中相同标号作相应表示。
图1是示出相位和频率调制的等效性(equivalence)的方框图；图2是用于窄带角度调制(相位调制)的Armstrong调制器的方框图；图3A-3C示出信道组到数字格式的变换；图4是用于信道化的带通滤波器组；图5是每个信道频率域表示；图6是示出DSP基窄带角度调制器(DSP based narrow band angle modulator)的原理的方框图；图7是信道信号的频率域表示；和图8是运用数字信号处理解凋FM信号的流程图。
较佳实施例的详细描述为了便于说明，在附图中示出根据本发明的实施例，运用DSP的解调FM信号的方法。特别是，本发明的较佳实施例集中在AMPL/NAMPS/TDMA的DSP实施。此外，作为示范例子，下列描述集中于运用窄带FM对重叠在窄带上的单个话音信道的解调。
在美国的蜂窝网电话系统在824MHz和894MHz之间的频带内操作。对于“反向”发送(从移动站到基站)，分配在824MHz和849Mhz之间的低部分。对于“前向”发送(从基站到移动站)，分配在869MHz和894MHz之间的高部分。一般，正常的信道间隔是30KHz，即，把频带细分成“块”，其中中央频率间隔是30KHz，而正常带宽是30KHz(在中央或窄带频率的任一侧为15KHz)。每个信道通过运用角度调制，特别是调频(FM)，应用载波，其中最大频率偏差是12KHz。由于话音信道带宽正常是3KHz，所以通过应用Carlson规则，话音信道占据2*(3+12)=30Khz的带宽。上述频率分配允许上至832个块，一般被看作是两个“带”，即，A和B，每个带具有416个块的容量。
考虑到，用频分复用(FDM)方法细分频谱，其中每个块称为信道。每个信道表示一个电话对话。每个移动单元分配有用于特定的载波频率，一般是低于在由基站反向进行的前向发送中用到的载波频率45MHz.。这种方案一般被称为“AMPS”(先进移动电话业务)。
蜂窝网电话的基本原理是任一地理区域可被细分成“小区”，其中邻近小区运用不重叠的频率块。结果，每个小区以及基站只能用这些416个信道的子集。这限制了在由基站服务的区域中同时用户(simultaneous subscriber)的数量。为了增加服务的用户数量，已执行其它操作模式。一般原理是运用每个信道对多于一个的用户提供服务。NAMPS的前提是把每个30KHz块细分成3个子块(每个子块的带宽是10KHz)，并将非常窄的频带FM用于每个话音信道。这种方法使可由每个基站同时进行服务的用户的数量增加到3倍。
使同时用户数量再增加3倍的第二种方法利用TDMA(时分多址)技术。TDMA假设数字化话音信道，而且对其进行编码，从而将大约8kbits/sec用于话音信道。在蜂窝网电话中用到的30KHz带宽可以支持经调制的数字比特流。通过将帧结构加在这个数字比特流时，可以通过将不同的”时隙“分配给不同的用户来在块中容纳多个用户。名义上，全信道的每个时隙传输用于一个用户的信号。通过保持30KHz块的FDM分层，TDMA和模拟蜂窝网(诸如AMPS)可以同时存在于相同的小区内。于是，把任一30KHz块分配给数字(TDMA)或模拟发送。
如图1所示，同运用相位调制器27以及在相位调制之前对信号24求积分的积分器26，可以获得频率调制28。积分等同于提供6dB/倍频响应的滤波器，它位于预加重滤波器的对面。于是，通过运用相位调制器27，可以消除预加重电路。
与被认为是“线性的”幅度调制(AM)不同，角度调制本身是非线性的。这意味着，在AM中，保持调制信号的带宽。通过将调制信号频率用等于载波频率的量来变换，获得复合信号。在角度调制中，带宽是调制信号的几倍。然而，对于低凋制指数，可以类似于用于DSP的幅度调制的方法对待相位调制。
上述在PM和AM之间的关系是以Armstrong调制器为基础的(如图2所示)。注意，可以将所得(复合)信号看作AM信号(双边带压缩载波，DSB-SC)的组合，把载波分量加到上述AM信号组合的正交分量中。在传统的DSB-AM信号(非压缩载波)中，附加的载波分量是同相分量，其中用隐载波(implied carrier)生成DSB-SC信号。于是，如果把DSB-SC信号与同相载波分量相加，那么产生规则的DSB-AM信号。如果附加的载波分量是正交分量，那么所得的信号等同于窄带PM。将上面的描述用下列数学表达式来表示如果｜m(t)｜＜＜1(调制信号是小的)，那么复合信号PM信号，vpm(t)，可以表示如下vpm(t)=Acos(2πfct+m(t))=Acos(2πfct)-Am(t)sin(2πfct)对于运用模拟实施的传统解调器，可以直接在载波频率处或者在中间频率(IF)处执行该处理。上述处理可以包括限制(硬或软)以使任一外加AM分量最小。运用PLL(锁相环)方法或者鉴频器方法，执行解调。当在基带处，信道信号已数字形式时，这些处理器中没有一种处理(限幅、PLL、鉴频器)是合适的。例如，限幅生成谐波，在模拟实施中，可以滤去上述谐波。在DSP实施中，限幅具有模糊，即，通过混叠引入带内寄生分量(inband spurious component)的效果。于是，在所有情况下，模仿模拟处理是不适当的。
由于DSP技术可用于AM的情况，所以通过采用上述Armstrong调制器的相反逻辑，可以设计数字解调器。这是本发明的较佳实施例的重要原理。所有处理都适于在DSP处理器中的实施，而且可以在硬件、固件或软件中实施。
例如，现在参照图3A-3C，讨论把信道组转换成数字信号的处理。模拟前端电路选择一组较佳的n个FM信道(如图4A所示)作为14个30KHz信道加上2个保护带，并把该信道组下转换成基带。用在整个频带内的预选带通滤波器42(它在[F处减小干扰)，带通滤波n个信道的FM调制信号。接着，通过把来自带通滤波器42的输出乘以第一fosc41，把信道组转换成IF。然后，来自乘法器43的输出，通过窄带通滤波器(sharp bandpass filter)44，它完成选择信道组。带通滤波器44具有在图3A的信道30的全部频带内施加的图3B的频率响应。对信道1至14的选择(其中，最好在保护信道0和15中有6dB/倍频的急剧滚降)减小干扰。图3C的第二乘法器45把来自窄带通滤波器44与第二fosc49相乘，以把信道组转换成基带。在到模拟-数字(A/D)变换器47转换之前，由抗混叠低通滤波器46对来自第二乘法器26的输出进行滤波。来自低通滤波器46的输出总共具有16个信道，从频带0到频带15，每个信道大约为30KHz宽。如Nyquist原理所要求的那样，A/D变换器47具有至少为在基带处的所选信道组的频率范围(例如，480KHz)的两倍(例如，960KHz)的采样速率。例如，当n=16(对于DSP，所选的信道组数)，对于A/D变换器47的标称采样速率是960KHz。在图3C中未示出的是在A/D变换之前执行的自动增益控制(AGC)函数，它使由在全范围内的A/D操作提供的所提供的分辨率最大。
一旦所选信道组移至基带，可以分开和并行地处理其中的每个信道。图4示出用于一般基于32点DFT(离散傅里叶变换)的信道化的带通滤波器组。为了便于说明，带通滤波器中央频率是30nKHz，其中n=0至15。此外，在每个带通滤波器的每侧上，滤波器过渡频带是15KHz。带通滤波器把信道分开，其中，在下采样(undersampling)之后，可以把信道看作在120KHz采样速率下的单个信道流。认识到，信道采样速率(例如，120KHz)是Nyquist采样速率的两倍。在带通滤波器组的较佳实施例中，通过隐下采样(implied undersampling)，用熟悉该技术领域的人员已知的技术(如在由Kishan Shenoi(Prentice Hall,1995年)在电信中的数字信号处理的第7章中所述的那样(作为参考资料并在此引入))，重定位要处理的信道频谱(如图5所示)。频率变换和下采样的效果在于把信道的载波频率定在30KHz(标称)，它是采样频率的四分之一。在基带处(或者在用于处理的IF频率处)的载波频率应是采样速率(例如，1/2、1/3、1/4，等等)的整数约数，从而使处理更简单。通过运用比最小采样速率高的采样速率(大约是2倍)，减小混叠的影响，并减小在滤波器组中用到的滤波器的复杂度。
对于每个信道，包括信号的30KHz频谱是相对清洁的，因为在信号带的两侧上有15KHz保护带，以阻止干扰成份恶化信号带。在本发明的较佳实施例中，可以通过运用DFT(例如，FFT结构)来实施带通滤波器组。DFT处理的输出信号提供每个信道的同相和正交分量(即，复杂信号)。在TDMA的情况下，复杂信号是有用的，因为当同时可获得同相和正交分量时简化数字解调。如图6所示，在时域中的数字信道信号122是XPM(nT)，而采样速率f=120KHz。数字信道信号122是从在图3C的A/D变换器47之后的带通滤波器组获得的复合信号。XPM(nT)的频域表示是XPM(f)，而且用数学表达式分别表示如下XPM(nT)=Acos(2πfonT)-Am(nT)sin(2πfont)XPM(f)=A/2[δ(f-fo)+δ(f+fo)]-A/(2j)[M(f-fo)-M(f+fo)]图7示出XPM(f)的频域表示。由在+30KHz和-30KHz处的脉冲142和143表示载波分量141(即，delta函数)。信号分量146和147是复合信号的正交分量(如上面表达式的“j”所示)。信号分量146和147是以AM信号形式，即，双边带压缩载波(DSB-SC)AM。由于话音信号不具有直流分量，所以在数字信道信号的大约30KHz的窄频带通将提供载波分量143。
一般在DSP中用到的Hilbert变换可用于滤波以获得30KHz载波。Hilbert变换滤波器124是具有下列频率响应的数字滤波器对于｜f｜＜fs/2, G(f)=-jH(f)sgn(f)其中，sgn(f)=1f＞00f=0-1f＜0而且，H(f)是以30KHz为中心的窄幅响应。例如，在具有约束系数以在中心处显示负对称(奇函数)的FIR(有限脉冲响应)滤波器中，频率响应保证是纯虚数，它与90度相移相对应。特别是，奇长度、奇对称滤波器(滤波器的N长度是奇整数)将具有90度的相移，以及(N-1)/2采样的平坦延迟(flat delay)。由于N是奇数，所以平坦延迟将是整数采样。此外，如果选择N，从而(N-1)/2是4的倍数，那么可以获得加倍的益处。由于载波标称上是30KHz，那么载波周期是采样速率为120KHz的4个采样。于是，如果所选的平坦延迟是4的倍数，那么在Hilbert变换滤波器124的输出端的调相将会很精确。
把Hilber变换滤波器124(或者实施Hilbert变换滤波器的处理器)的带宽设为在载波信号的每侧上大于大约300Hz宽。这是因为由在发射机中的音频信号滤波使得在300Hz的载波内没有音频信号。于是，Hilbert变换滤波器124的全部带宽最好小于大约600Hz。来自Hilber变换滤波器124的输出是恢复的载波信号用于接收到的数字信号。然后，把与数字信号正交的载波信号与数字信号相乘已进一步把载波信号从话音信号中分离开来。
图6中处理部分126和128与用于AM的同步解调器的数字实施相对应。一般，在同步AM解凋中的不同之处(如与公共包络监测相反)在于生成与用于产生AM复合信号XPM(nt)的载波相位和频率同步的本地载波y(nt)。然而，根据本发明的较佳实施例，通过设计，保证用于生成载波y(nt)的“本地振荡器”实质上具有正确的频率和正确的相位。如上所述，通过运用数字Hilber变换带通滤波器检测数字信道信号122的同相分量143(图7)，获得载波信号。解调器126的输出129m(nt)将是在发射机处的调制信号m(t)的成比例(在幅度上)数字表示法，其中，在调制器(未图示)中用到的调制指数的幅度实质上小于1。软件DSP基窄带角度解调器126把恢复的数字信道信号XPM(nT)=Acos(2πfonT)-Am(nT)sin(2πfont)乘以载波y(nT)=Acos(2πfonT+π/2)=Asin(2πfonT)得出解调器输出；w(nT)=A/2cos(4πfonT)-A2/2m(nT)[1-cos(4πfonT)]仅通过滤波器128低通滤波就可获得恢复成比例的经解调调制信号x1(nT)=A2/2m(nT)因此，对于y(nT)125隐载波的认识是十分有用的。虽然，在附图中未示出，但是还可将该信号用于控制AGC(自动增益控制)函数，以用A/D变换器47采样信号和/或每信道AGC函数。特别是，可以放大(或者衰减)信道信号，从而信号y(nT)125具有已知的规定幅度。
上述DSP的实施例是对于在IF级处从n个信道中选出的一个信道。在数字带通滤波器组中的下采样保证了所有n个信道都相同，其中载波分量在30KHz下，正如Kishan Shenoi的书中第7章所述的那样。因此，可以实施相同的步骤，以解调所有n个信道。这允许一个DSP或者DSP组运用多个相同的软件模块，执行基站功能。
运用如图8所示的流程图200可以归纳上述DSP FM解调技术。首先，在整个频带内，带通滤波201接收到的FM信号。从FM信号从选出202信道组，而且下移到IF204，然后最好移到基带206。低通滤波208现位于基带的所选信道组，以去除高于频带上限的任何高频信号。然后，在它的频带上限210的大约两倍频率下，采样所选信道组。数字化滤波(信道化)212所选信道组中的一个信道，以对其进行数字化处理的数字信道信号，以提取调制信号。在这点上，可由每个信道的附加处理器214平行执行该处理。通过对信道信号216执行数字窄带带通滤波(诸如，运用Hilber变换滤波算法)，提取用于数字信道信号的载波信号。然后，把恢复的载波信号与数字信道信号218数字化相乘，以恢复调制信号。数字低通滤波算法滤出移位载波信号，从而只恢复调制信号220。如果多个DSP不用于并行处理(步骤214)，那么对于在组222中的附加信道，单个DSP可以重复该处理。用于信道化的带通滤波算法并行提供所有n个信道，从而可以数字化处理其它信道以并行提取调制信号。
虽然上面描述涉及本发明的特定实施例，但是应理解可以进行多种变更而不偏离它的构思。例如，可以在IF，而不是在基带频率下，进行所述的解调方法。所附的权利要求书试图覆盖落在本发明的范围和构思内的所有变更。
因此，考虑到在所有方面，这里所揭示的实施例用于说明而非限制，由所附权利要求书，而不是上述描述，限定本发明的范围，因而这里包括落在权利要求书的意图和范围内的所有变化。
权利要求
1．一种在通过用调制信号频率调制载波信号所产生的IF和基带频率之一下，数字化解调FM信号的方法，所述FM信号具有同相和正交分量，其中所述同相分量具有所述载波信号，而且所述正交分量具有所述调制信号，其特征在于，所述方法包括下列步骤在适当的采样速率下采样FM信号，以产生数字信道信号；数字化滤波所述数字信道信号，以运用窄频带通算法提取所述载波信号；把所述载波信号与所述数字信道信号数字化相乘以形成包括所述调制信号和移到不同频率的所述载波信号的混合信号；和数字化滤波所述混合信号以恢复所述调制信号。
2．如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述窄频带通算法是希尔伯特带通算法。
3．如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述窄频带通算法在所述载波信号的每侧具有大约300Hz的带通范围。
4．如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述希尔伯特带通滤波器具有以大约30KHz为中心的通带，选择所述采样速率，从而所述基带FM载波在30KHz处。
5．如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述希尔伯特带通滤波器是奇长度和奇对称，FIR滤波器。
6．如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述希尔伯特带通算法包括大约90度的相移和(N-1)/2的平坦延迟，其中N是奇整数。
7．如权利要求6所述的方法，其特征在于，在IF和基带之一处的FM载波频率与所述采样速率之比是整数。
8．如权利要求6所述的方法，其特征在于，(N-1)/2是4的倍数。
9．如权利要求1所述的方法，其持征在于，通过滤出高频信号，执行对所述混合信号的滤波以产生所述调制信号。
10．如权利要求1所述的方法，其特征在于，用于采样所述FM信号的所述采样速率是所述FM信号的所述频率上限的大约两倍。
11．如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括对于在所述FM信号中的其它数字信道信号，并行执行如权利要求1所述的步骤。
12．一种数字化解调具有多个信道的复合信号的方法，通过用调制信号频率调制载波信号产生每个信道，FM信号具有同相和正交分量，其中，所述同相分量具有载波分量，而正交分量具有所述调制信号，其特征在于，所述方法包括下列步骤把所述FM信号的多个信道移至基带；在至少是所述FM带信号的带宽的两倍的速率下，采样所述FM带信号，以产生数字信道信号；数字带通滤波以产生多个数字信道信号；然后对于每个数字信道；数字化滤波所述数字信道信号以运用希尔伯特带通滤波算法提取所述载波信号，其中所述希尔伯特带通滤波算法具有以大约30KHz为中心的通带；把所述载波分量与所述数字信道信号数字化相乘以形成混合信号，它包括所述调制信号和移到不同频率的所述载波信号；和数字化滤波所述混合信号以恢复所述调制信号。
13．一种运用数字信号处理(DSP)的FM信号解调装置，其特征在于，所述装置包括用于数字化采样所述FM信号以产生包括同相和正交分量的数字信道信号的装置，其中所述同相分量具有载波分量而所述正交分量具有信号分量；用于运用窄频带通算法数字化滤波所述数字信道信号以提取所述载波信号的第一装置；用于把所述载波信号与所述所述数字信道信号数字化相乘以形成包括调制信号和移到不同频率的所述载波信号的混合信号的装置；和用于数字化滤波所述混合信号以恢复所述调制信号的第二装置。
14．如权利要求13所述的装置，其特征在于，所述第一数字化滤波装置执行希尔伯特带通算法。
15．如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述延迟是所述FM载波与所述采样速率之比的整数倍。
全文摘要
运用数字信号处理解调FM信号从数字化信道信号从提取载波信号、把数字信道信号与该提取的载波信号相乘,而且滤出载波信号以产生经解调的信号。DSP技术首先把信道组下变频到基带,然后,通过A/D变换器处理以产生数字化复合信号。一般,根据FFT处理器,施于复合信号的带通滤波器组产生(一组)数字化信道信号。然后,通过数字化滤波(例如,运用希尔伯特带通滤波器)信道信号以恢复载波信号并数字化滤波载波信号和信道信号的乘积以恢复调制话音信号,解调数字化信道信号。
文档编号H04B1/10GK1222267SQ97195533
公开日1999年7月7日 申请日期1997年6月16日 优先权日1997年6月16日
发明者基尚·谢诺伊 申请人:西米屈康股份有限公司