专利名称：一种高速数字用户环路接入系统的制作方法
实例4(对比)由99.99重量％的纯金制造的细导线由纯度为99.99重量％的金的熔体在铸造装置中浇注成截面为圆形的铸件，接着将铸件拉伸制成直径为30微米的导线，并且达到所需拉伸后的导线在空气中于200-500℃下退火。附表Ⅳ中列出在不同程度的伸长率[％]与所测强度[N/mm2]的关系列于表Ⅳ。
直径为275微米的导线在室温测得的比电阻为0.023Ohmmm2/m。表Ⅳ
表Ⅴ
*按照DE1608161C含铈-混合金属的金-合金器包括信源、基带编码、波形形成等环节，其上下行接收器包括模拟滤波、数据缓存和处理器等环节；所说的处理器由抽头回波消除、抽头回波模板波形发生、均衡、识别和码形译码等子环节组成，所说的子环节可以用软件或硬件来实现；所说的识别子环节是对接收到的波形用波形识别方法进行识别的环节；所说的波形形成环节是输出上行码MB-CAPu码和下行码MB-CAPd码的环节。
所说的抽头回波消除子环节是消除接收波形中由线路抽头引起的回波的环节。
所说的消除接收波形中由线路抽头引起的回波是从接收到的波形中减去抽头回波模板波形。
所说的抽头回波模板波形是在抽头回波模板波形发生子环节中经过训练而得到。
所说的均衡子环节是一个带宽接近接收波形带宽的滤波子环节。
所说的数据缓冲存储器包括两个体，它们分段交替地缓存接收波形的数据，同时处理器又交替地处理缓存的数据。
本发明的积极效果1、由于在本发明中采用波形识另方法取代传统的在Nyquist检测点判别的方法，故可大大的提高信噪比，将使系统性能有很大的提高。
2、由于MB-CAP波形码在一个周期内有多个波形，则信号幅值的级别可与波形数成比例地减少，提高了抗干扰能力；3、由于上下行频带分开，使得回波和自串扰NEXT在频带上与信号分开，故可用滤波方法去消除，简单可靠，而且进一步提高了接收前的信噪比；4、MB-CAPu码和MB-CAPd波形码的配和，可灵活地在HDSL和ADSL间转换，并具有较好的谱兼容性；5、在系统结构上，由于采用了数据存储器对数据缓存，带来了如下好处(1)增加了信息的相关性，比如在同步时钟提取算法中，由于前一周期波形保留，使得返回修正得以实现。
(2)使得算法的设计可以更为灵活，便于算法的综合和简化，比如在均衡、同步时钟提取和波形识别各算法中均包含ΣA×B运算，则提供了综合利用ΣA×B运算的可能性。比如，同步时钟提取中的积分结果可以被波形识别利用。
6、由于以高采样频率来获得波形的全貌，则使得摸拟部分被简化，有利于集成电路的设计，因为摸拟集成比数字集成困难得多。
鉴于波形识别法另已申请专利，为了便于对以下描述的理解，这里需对波形识别法做一描述。
所说的波形识别方法是，在分析接收信号的码元波形全貌的基础上抽取多种特征来组成特征向量(xi,；i=1,2,…,m)，然后用模式识别方法识别波形来检测出其信息。
所说的在分析接收信号的码元波形全貌的基础上抽取多种特征来组成特征向量是对接收信号的码元波形分别从富氏积分法、离散采样方程法、或曲线逼近法等方法中选取一种方法来实现。
所说的接收信号的码元波形(为了描述的简化，以下在不发生混淆时，码、码元或波形混合使用)包括基带码、调制码、基带调制码和多重相位调制码(其中前两个是传统所采用的)。
所说的基带码、调制码、基带调制码和多重相位调制码分别是(1)基带码gs(t)=asmSINπtTπtTCOSαπTt1-4α2T2t2,]]>其中T是码元周期，α=0～1；对应的发送端基带码形编码通常为多幅值的方波
(2)调制码gs(t)=f(t)COS(nc2πTt-θc),nc>1]]>其中，gs(t)经解调后仍为基带码形。
(3)基带调制码(MB)这里包括无载波幅值调制码(简称CAM)gs(t)=asmSIN(k2πTt)]]>和变形无载波幅值相位调制码(简称MB-CAP)gs(t)=asmSIN(k2πTt)+12bsm(COS(k2πTt)-1),]]>(4)多重相位码(简称MP)是由分段函数
和0-波gsh(2πTt-Tch(h-1))]]>按下式gsH(t)=Σh=1Hγhgsh(2πTt-Tch(h-1));]]>组成。令TH=T+Σh=1HTch]]>，称之为重叠周期，Th=T称之为子周期，T是基带码码元周期。MP波比单个相位波的信号具有更高的频带利用率(HLog2M)/THbpsHz；而单个波时，频带利用率=(Log2M)/T bpsHz。不同的0-波可组成不同的多重相位码，其名称取两者的组合。传送CAM、B-CAP或MP码时，要求将系统按所要求的截止频率均衡成低通滤波器或带通滤波器，以保证接收端的信号基本是原形。由于波形识别法具有高抗干扰能力，在低通滤波器情况下，可取截止频率ωa=0-2×2πT]]>(此时PSD值降低20db)。即使ωa取得低一些，与按Nyquist准则均衡的波形相比，频带利用率还是要降低很多。但是，由于信噪比的提高，又可通过增加幅值级别和波形数，把损失的频带利用率补偿回来。比如，在同样幅值级别情况下，MP码中的0-波为CAM和H=1，其频带利用率是基带的1/4；若0-波为CAM码和H=2，两者比为2/4；若0-波为CAM和H=4，两者比为4/4；若0-波为B-CAP码和H=2，两者比为4/4。若幅值级别增加一倍，在前述比值增加一倍。
所说的富氏积分法是首先将一个周期的信号展开成富氏级数，再用富氏积分求出各谐波分量，根据误码率要求从中取出那些高信噪比的谐波分量作为特征向量。
所说的离散采样方程法是按一个周期信号的最高谐波次数q建立由q个离散采样值组成的联立方程，解方程得各谐波分量，再根据误码率要求从中取出那些高信噪比的谐波分量作为特征向量。
所说的曲线逼近法，是根据离散采样值寻找相应最逼近的标准曲线。
以下是确定特征向量和识别的具体方法，其中的信号均带有加性噪声，即g(t)=gs(t)+gn(t)，其中gn(t)表示噪声；并且是将每个码元周期内的波形作为待识别的目标。
一、富氏积分法按周期延拓原理，一个码元周期内的波形可表示成富氏级数形式。设波形为gs(t)=Σh=1Hγhgsh(2πTt-Tc(h-1))-g-s(t)+gn(t)]]>其中，g-s(t)是已被求出的前一周期波波形在本周期中的拖尾。T1周期中的富氏级数形式为g1(2π/T)t=as10+Σj=1qΣh=1HashjSIN(2jπ/T)t+Σj=1qΣh=1Hbs1hjCOS(2jπ/)+]]>an10+Σj=1qan1jSIN(2jπ/T)t+Σj=1qbn1jCOS(2jπ/T)t;]]>其中，q是信号和噪声包含的最高次谐波，理论上为无穷大。实际上，可取有限值。或者先进行适当的滤波，对q值加以限制。根据富氏级数的原理，asn10=1T∫Tg(2πt/T)dt=as10+an10]]>asn1j=1T∫T[g(2π/T)tSIN(2jπ/T)t]dt=as1j+an1j]]>bsn1j=1T∫T[g(2π/T)tCOS(2jπ/T)t]dt=bs1j+bn1j:]]>@定义一个选择j@{0,1,…,q},j是从右边的集合中选出的一个子集。以下可根据信道的频带特性，选择合适的频率分量，以(asn10,asn1j,bsn1j)为特征向量，并设(as10y,as1jy,bs1jy)为相应的模式特征向量，y表示多相位波形的组合数；则多种模式识别的方法可用来分类识别。
比如在HDSL系统中，NEXT是主要噪声，其中0和1次谐波ani0、ani1和bni1分别占25％、10％和6％。如果信号的0-波为单正弦型，则只有asni1分量，显然信噪比得以提高。
由于以上没有涉及ISI问题，似乎此法不适合基带码的SINC波形。其实，只要把SINC函数分成主瓣和拖尾两部分来看待，在下一方法中我们会看到，串扰不破坏波形的唯一性，而且联合串扰不大，故可将拖尾串扰看作噪声，并以SINC主瓣所跨的-T～T作为上述方法中的一个T，则上述方法即可适用于基带码。
二、离散采样方程法这实际是富氏积分法对离散采样信号的推广。设信号的离散采样形式为g(kTN)]]>,k=0,1,…,N-1；采样点数N＞2q,q为信号所含最高谐波次数。可列方程组g(kTN)=asn0+Σj=1q[asnj(jkTN)+bsng(jkTN)];]]>解方程得asn0,asnj,bsnj。以下与富氏积分法一样取特征向量和分类。此法适合各种波形，但对基带码，其k的取值和对方程解的处理方法有所不同，下面做一特别描述设信号的离散形式为g(kTN)-g_(kTN)=Σj=05asiSINπT(kTN-iT)πT(kTN-iT)COSαπT(kTN-iT)1-4α2T2(kTN-iT)2+]]>gn(kTN)=asn0+Σj=1q[asnj(jkTN)+bsnj(jkTN)],]]>g_(kTN)]]>代表已求出的波在本周期中的串扰；α=0.5；理论上k应是无穷大，在工程上可按如下分析取值用asi代表信号，as1的主瓣参与运算，其付瓣在T/2处无串扰；as2～as6在T/2处的串扰分别是(设幅值归一化为1):-12％,1.715％,-0.57％,0.208％,0.14％，其联合串扰是-9.521％,as2～as5联合的最大串扰是-9.507％,as6仅是-0.00014占联合串扰的0.14％，可见是相当小的。由于串扰的正负交错是等概率的，加之多点采样有积分去噪作用，而且串扰不是同频噪声，可以与信号分开，所以可仅考虑后5个波对当前波的串扰，而不会影响误码率。这种分析同时证明了串扰后波形的唯一性首先，在检测点处无串扰，则一定是唯一的；其次，上述串扰值的不同，证明了其它处的唯一性。如果噪声的最高次谐波数取q≤5，则分别取k=0,1,…,5,。如果取q＞5，则分别取k=0,1,…,q。可得q个方程，即可解得信号asn0～asnq。
为了提高可靠性，可在1～q+1,2～q+2,3～q+3,…,q～2q等q个周期中重复用此法，分别得asn1d～asn(q+1),asn2～asn(q+2),…,asnq～asn(q+q)，然后分别取出同一信号的不同计算结果(即as0～asq各q个)，按最小距离准则MINi=0,m=1q,M|asi-asm|]]>(m为幅值级别)，取最接近标准信号者的asn0～asnq作为正确检测到的信号；以后递推地做下去得asnq、asn(q+1)…。
取m=1～8,T=1/150仟赫兹=6.67微秒，带宽为258仟赫兹，波特率为515，假定信噪比是21db和NEXT(Near End Crosse-Talk～近端串扰)只较少地增加(我们在<一种xDSL系统>的专利申请中提出的方案可降低NEXT)，则一个周期携带3个二进制信息位，即3bit，其数据传输率为1.545MbpsHz。
显然，只要相位重叠数不大于q，此方法也适合于多相位基带码。
三、曲线逼近法设波形的离散形式为g(kTN)]]>,k=0,1,…,N-1；N＞2q；设标准信号为grm(kTN)]]>,m=1,2,…,M；定义判别规则令dk=|g(kT/(N+1))-grm(kT/(N+1))|2，当使得有MINk(Σk=0N-1dk)]]>时，信号归为grm(kTN)]]>以上算法全部建立在周期T被确定的基础上，而周期T的提取恰恰是一般数字通信系统中的难点之一。在波识别方法中周期T提取又有一些特点在MP码的情况下，传统的方法不再适用。这里介绍一种适用于以上各种波形的积分求起点法设当前周期的起点t0，则终点te=t0+T，前一周期起点为t-0终点为t-c，令t-c=t-e-T/c,tc=t-c+2T/c。令t-c至tc的一段信号为g2t/c(t),g-(t)=g2t/c(t)-g-T(t),g-T(t)为t-c至tc段中前一周期已检测出的波。定义算子σ=∫β1β2f(•)dt]]>，取f(·)=g-(t),β2=β1+2T/c令σ从t-c至tc移动，得一函数Z(σ)，则Z(σ)的拐点即为t0。若t0≠t-e，则令t0=t-e并返回前一周期修正波形识别结果，再重复做同步时钟提取，直到t0与t-e很接近。
以下是一种xDSL系统实施例的描述。
一、编码1、编码方案信号取上下行频带分开的B-CAPu码和B-CAPd码，幅值级别M=28，周期T=1/100KHz。则可实现1.544MbpsHz的HDSL2。将u和d向高频段平移，可实现VDSL。如果减少MB-CAPu的波数K，增加MB-CAPu的波数或d，即可实现ADSL。
2、频谱及分配，。
B-CAPu的带宽为0～200KHz(如
图1所示，截止频率取在PSD衰减20db处)，B-CAPu为200～600KHz。所取带宽会有一定程度的频带串扰，但是由于波形识别方法具有很好的去噪声的能力，允许将频带串扰作为噪声处理。
这样的频谱分配对现行的ISDN、HDSL、HDSL2、ADSL和T1等有很好的兼容性。与HDSL以及HDSL2的上行重叠最多，它们的带宽为0～200K。
3、信噪比分析①上行；在HDSL的信噪比SNR0的基础上进行分析，SNR0=21.5db。要求信噪比随幅值增加，其计算式为SNR0+=20log2822=36db]]>；则要求信噪比=57.5db，另外要求有6db的裕量，最后要求的信噪比=63.5db。噪声情况AWGN=-86dbm,NEXT=-77.5，FEXT=-110dbm，总计=10log(10-8.6+10-7.75+10-11)=-76.5dbm；线路衰减Ldb(d,f)=12×1035280×10.628=24.15db]]>；峰值功率=18.63dbm；则总体信噪比SNR=18.63-24.15-(-76.5)=70.88db，还有7.38db的裕量。
②下行Ldb(d,f)=12×1035280×22=50db]]>；则总体信噪比SNR=18.63-50+76.5=45.13db。64级QAM时要求SNR=27.6db，则SRN0+=20log2826=12db]]>，要求信噪比=39.6db，加6db的裕量最后要求的信噪比=45.6db，说明环境(即接收前信噪比)刚刚满足正确传送1.544MbpsHz信息的要求。
下面会看到，由于采用波形识别方法，可使信噪比的裕量增加。
二、系统结构图3示出了系统结构。它包括两个接收发送器23和24，下行发送器16，上行接收器17，下行混叠环节18，双绞线信道19，上行混叠环节20，下行接收器21，上行发送器22。
下行发送器16发送B-CAPd波形，经下行混叠环节18、双绞线信道19和上行混叠环节20被下行接收器21接收，接收后对波形进行处理和识别；上行发送器22发送B-CAPu波形，经上行混叠环节20、双绞线信道19和下行混叠环节18被上行接收器17接收，接收后对波形进行处理和识别。
图3示出了图2中的接收发送器23和24的具体组成。图中，0-双绞线，1-混叠电路，2-滤波器f1,3-摸数转换器(A/D),4-数据开关，5-数据存储器M1,6-数据开关，7-处理器，8-数据存储器Mp,9-接口，10-滤波器f2,11-数据开关，12-数据存储器M2,13-数据开关，14-模数转换(D/A)器输出，15-波形发生器，_表示信号线，→表示单向数据总线，_表示双向数据总线。
输入信号经滤波器f12进行滤波后，由摸数转换器3转换成数据序列经数据开关4和数据总线存入数据存储器M15中，然后数据开关4关闭数据开关6打开，处理器7处理数据存储器M15中的数据，数据存储器Mp8供处理器7运行程序用，此时，数据开关11打开数据开关13关闭，下一段数据进入数据存储器M212，接着，数据开关13打开数据开关11关闭，处理器7处理数据存储器M212的数据，而与此同时数据开关4、数据存储器M15、数据开关6又回到接收数据状态，两个存储器(在交叉工作中被称为两个体)就是这样交替进行工作，称之为双体交叉工作方式。处理器7通过接口9与外部交互。
A/D的采样率定为上行接收器为6Mbyte/s，下行接收器为2Mbyte/s。A/D的高采样率带来两个好处1、为识别提供了更细的数据，2、减轻了对模拟滤波器的要求。
波形发生器15的输出为波形离散形式的数据，经模数转换器14的转换，再经滤波器f210滤波，最后再经混叠电路1输出。
图2中的滤波器f210、模数转换(D/A)器波形发生器14、波形发生器15组成图3中的发送器(16或22)，滤波器f12、摸数转换器(A/D)3、数据开关4、数据存储器M15、数据开关6、处理器P7、数据存储器Mp8数据开关11和数据存储器M212组成图3中的接收器(17或21)。
图3中的处理器由图4所示的抽头回波消除25、抽头回波模板波形发生26、均衡27、判别28和译码29等子环节组成；接收的波形与抽头回波模板波形发生子环节26产生的波形，在抽头回波消除子环节25中相减，送入均衡环节27进行均衡，然后在识别环节28中进行识别，经译码子环节29译码后输出。识别方法见下述。
三、波形的处理与识别1、回波和自近端串扰(self-NEXT，以下称自串扰NEXT)消除处理由于混叠电路造成的回波和自串扰NEXT在频带上与信号分开，故可用滤波方法消除。而由线路上的抽头(Taps)引起的回波可通过两个途轻消除①经训练测得其波形，在识别前从接收的信号中减去，②训练测得的波形并不能完全反应其波形，剩余的少部分可作为噪声在识别中处理。
2、均衡处理由于波形识别方法需要波形的全貌，仅在Nyquist采样点上均衡已不适用，需要将系统均衡成带宽W=0～200KHz的低通滤波器(上行)和200～600(下行)的带通滤波器。
3、同步时钟提取用积分求零点法提取同步时钟。
4、波形识别用富氏积分法得asn0=bsm/2+an0,asn1=asm+an1,bsn1=bsm/2+bn1。
测得对应噪声分量an0、an1、bn1分别占总噪声的25％、10％、6％。根据B-CAP码的特点，其直流分量(bsm/2)、正弦分量(asm)和余弦分量(bsm/2)分别占信号的25％、50％和25％，并且只需正弦分量(asm)和余弦分量(bsm/2)即可描述信号，则信噪比对两个分量分别增加10log(50％/10％)=7db和10log(25％/10％)=4.6db。于是，上下行信噪比裕量分别是14.38db和3.53db。
最后用特征向量(asn1,bsn1)与(asm,bsm)匹配即可识别出接收波形。
参考文献[1]IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIOMS.VOL.9,NO.6,AUGUST 1991[2]IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIOMS.VOL.13,NO.9,DECEMBER1995[3]John G.,《DIGITAL COMMUNICATIONS》,3th edition,McGraw-Hill,Inc.NewYork,199权利要求
1.一种xDSL系统，它包括上下行发送器、信道和上下行接收器等部分，其上下行发送器包括信源、基带编码、波形形成等环节；其上下行接收器包括低通滤波、数据缓存和处理器等环节，其特征在于所说的处理器由抽头回波消除、抽头回波模板波形发生、均衡、识别和码形译码等子环节组成；所说的识别子环环节是对接收到的波形用波形识别方法进行识别的环节；所说的波形形成环节是输出上行码MB-CAPu码和下行码MB-CAPd码的环节。
2.按照权利要求1所述的一种xDSL系统，其特征在于所说的抽头回波消除子环节是消除接收波形中由线路抽头引起的抽头回波的环节。
3.按照权利要求4所述的一种xDSL系统，其特征在于所说的消除接收波形中由线路抽头引起的回波是从接收到的波形中减去抽头回波模板波形。
4.按照权利要求5所述的一种xDSL系统，其特征在于所说的抽头回波模板波形是在抽头回波模板波形子环节中经过训练而得到。
5.按照权利要求1所述的一种xDSL系统，其特征在于所说的均衡子环节是一个带宽接近接收波形带宽的滤波器。
6.按照权利要求1所述的一种xDSL系统，其特征在于所说的数据缓冲存储器包括两个体，它们分段交替地缓存接收波形的数据，同时处理器又交替地处理缓存的数据。
全文摘要
一种xDSL系统,它包括上下行发送器、信道和上下行接收器等部分,其上下行发送器包括信源、基带编码、波形形成等环节。其上下行接收器包括低通滤波、数据缓存和处理器等环节,所说的处理器由抽头回波消除、抽头回波模板波形发生、均衡、识别和码形译码等子环节组成。其优点是:波识别法使信噪比有很大的提高,从而使频带利用率也随着提高。上下行频带分开的MB－CAP
文档编号H04B3/20GK1235433SQ9810212
公开日1999年11月17日 申请日期1998年5月11日 优先权日1998年5月11日
发明者梁德群 申请人:梁德群