专利名称：使用最大似然准则同时相同步与解码的方法及相应设备的制作方法
技术领域：
本发明的范围涉及用于以分组形式发送的数字信号的接收机，更确切说，本发明涉及的是应用于接收的分组的同时相同步与解码的方法和装置，该同时相同步与解码采用了Viterbi算法中实施的最大似然准则。
本发明特别适用于接收由卫星发送的短分组。在这样的一个传输系统中，信噪比(S/B)可能会很弱信道Eb/No比(或已发送，即在编码以后)约为0或1dB的数量级，在常规卷积编码情况下，这表示出效率为1/2，这可与3至4dB数量级的理论上有用Eb/No比值相比较。此外，观察到的与符号时间Ts有关(Δf·Ts)的频率差Δf，即在接收到的信号载波和与符号时间有关的接收机本地振荡器载波之间的频率差通常约为10-2至10-3数量级。
这种分组解码的实现通常借助于如
图1所示的接收链路。
接收到的分组被应用于也同时接收本地振荡器信号OL的正交解调器10上。解调器10向随后有一个预滤波器12的模-数转换器11提供基带信号。预滤波器12的输出信号被同时施加到时钟估值器13和具有有限脉冲响应的滤波器14上。来自滤波器14的符号然后被施加到频率估值器15上，它用于保证消除频率剩余偏差，该频率估值器后跟一个相位估值器16，它用于保证对接收信号相位的修正。所述相位估值器16例如是一个Viterbi与Viterbi的估值器。最后，根据最大似然准则工作的解码器，标准的为Viterbi解码器17，输出已判定的位。
由此种接收链路引起的问题是，如果相与频率的估计是按几个分组(如25千波特发送速率和600赫兹的Δf)实现的，相和频率的进入同步的时间就很长。当建立通信时，存取分组被分开一段较长时隙时尤其如此。
另一方面，此类链路会以跟踪的方式，即当Δf.Ts约为10-3数量级时，产生比理论二进制错码率(TEB)差1.5dB的二进制错码率TEB，这在卫星传送中会造成很大损失，因为这时须增加在卫星的发射功率。此种缺陷与分组的短暂持续时间(如约为128个符号)有关，它增加了连续分组之间相的不相干性和热噪声。
这一问题与频率估值器15和相估值器16不能保证对接收到符号的相进行充分修正有关，通过在Viterbi解码器17中加入用于的相估计的装置16和取消频率估值器15来解决这个问题。相估计的加入见图2说明，图中表示了通常Viterbi解码器中的判定步骤。
图中的rk与接收到的复数判定变量对应，例如由6位表示(相关符号的每个分量P和Q各占3位)，k与被解码的符号对应，λ0和λ1与算出的度量值(métrique)对应，bk是与被解码的符号dk对应的位。
通常，度量值λ等于λ=||rk-dk||2此方法可保证Viterbi解码器中rk相的修正，其目的在于估计先期接收到的所有符号的相，确切地说，这一估计的目的在于计算以下值Arg(Σk=0Nrk-n·dk-n*)]]>式中Arg为自变数，N为参与相估计的符号数。
由此得出相的平均值，即φk。下一步的目的在于修正度量值λ，计算如下λ=||rk·e-jφk-dk||2]]>λ值考虑了接收符号的相位差，这种对相的修正可以极为明显地改善同步与跟踪的性能。此外，修改后的Viterbi算法对于相噪声和大的频率差Δf·Ts来说是很坚固(robust)的。
但是，这种已知办法产生的问题是，需要计算一个滑动窗口(fenêtre glissante)才能计算Σn=0Nrk-n·dk-n*]]>，这实现起来很复杂。而且，自变数的提取要耗费大量的计算精力。最后，此解码方法不兼容于与1/2不同的编码率，即不兼容于(通常效率为1/1+1)3/4或4/5型的收缩码(punctured code)。
本发明的目的在于修正上述缺陷。
更确切说，本发明的目的之一在于提供应用最大似然准则同时相同步与解码的方法和装置，它便于实施，不需很多计算时间，并能与任何编码率兼容。
根据采用最大似然准则同时相同步与解码的方法，上述目的以及后面要提到的其他目的均可实现。上述方法应用于在接收机接收的信号分组，所述接收信号在发射机已进行了卷积编码，上述方法目的在于计算分支的度量值(métrique de branche)，这一过程既考虑了根据接收符号计算出的稳定判定，也考虑了涉及在前述接收信号的载波与在接收机所使用的本地振荡器信号之间相位差的一个值，该值使由前述接收的符号的复数数字变量构成的判定变量加权，该方法的特征在于该值等于对于每一有关通道的∑*k，其中Σk=Σn=0Nrk-n·dk-n*]]>*指共轭复数，k指被解码的电流符号，N指涉及的符号的数量。
其优点是，分支的度量值等于λk=(∑*k.rk).d*k+(∑*k.rk)*.dk在一个最佳实施例中，所述值∑k被Sk替换，而Sk等于Sk=α.Sk-1+rk.d*k式中S0=0,α为小于1的正常数。
在另一个最佳实施例中，为了得到用于接收到的分组的最初符号的解码的统计上恒定的度量系数，所述值∑k被Sk/(1-αk)替换，而Sk等于Sk=α.Sk-1+rk.d*k式中S0=0,α为小于1的正常数。
其优点是，接收的符号在符号上被穿孔(poinconnage)，该穿孔的效率为1/1+1。
其优点是，本发明中的方法适用于在接收机中相跟踪阶段，也同样或作为备用适用于锁相阶段。
最好是前述分组中每一个分组均含有带唯一字的标题。
本发明还涉及采用最大似然准则同时相同步与解码的设备，该设备用于接收发射机发送的信号分组，接收信号已在发射机被卷积编码，该设备包括分支度量值的计算装置，其中既考虑了根据接收符号计算出的稳定判定，也考虑了涉及在接收的信号的载波与在接收机所使用本地振荡器信号之间相位差的一个值，该值使由接收符号的数字复数分量构成的判定变量加权，该设备特征在于，该值等于对于每一有关通道的∑*k值，其中Σk=Σn=0Nrk-n·dk-n*]]>*指共轭复数，k指被解码的电流符号，N指所涉及的符号的数量。
该设备的优点是含有分支度量值的计算装置，可提供λk=(∑*k.rk).d*k+(∑*k.rk)*.dk可能的和有利的是所述值∑k被Sk替换，而Sk等于Sk=α.Sk-1+rk.d*k式中S0=0,α为小于1的正常数，或者被Sk/(1-αk)替换。
本发明还涉及一个已在发射机上进行了卷积编码的信号分组的接收机，该接收机含有一个上述设备。
本发明的其它特征和优点将通过一个最佳实施例和附图的说明表现出来，该实施例是说明性而非限制性的，在附图中图1表示一种已知的接收链路，用于对在发射机被卷积编码的编码分组进行解码和解调；图2表示通常用于Viterbi解码器的判定步骤；
图3A表示穿孔效率2/3的示意图，图3B为相应的解穿孔(dépoinconnage)示意图；图3C表示根据本发明以效率2/3的符号穿孔；图4和图5表示根据本发明所述方法获得的模拟；图6为根据本发明的接收链路方框图。
图1和图2在上面已参考现有技术做了说明。
本发明依据的证据是，
值等于Σk*|Σk|]]>而Σk=Σk=0Nrk-n·dk-1*]]>采用简化计算，可用∑*k代替Σk*|Σk|-------(1)]]>即每个判定变量rk可由∑*k加权。此外，无需再提取自变数，因此会大大减少计算时间。
因此按简化后的算式，修正后的度量值λk等于λk=(∑*k.rk).d*k+(∑*k.rk)*.dk(2)本发明还提出，通过用带有指数衰减系数(遗忘系数)的一个窗口替代滑动窗口可减少在存储器上存储的符号数。这一窗口可通过在算式(2)中用Sk替换∑k获得，而Sk=α.Sk-1+rk.d*k(3)式中α为正数且小于1,S0=0。
对于α=0.95时，窗口具有N=20个符号的大小，而对于α=0.88时，窗口的长度则减为N=8个符号。
其优点是，为了得到用于接收到的分组的最初符号的解码的统计上恒定的度量系数，所述值∑k可在算式(2)中被Sk/(1-αk)替换，而Sk等于Sk=α.Sk-1+rk.d*k(4)本发明的目的还在于允许在发射机修改所用编码效率通常情况下等于1/2(截断长度为7)，它有可能达到2/3或更一般的1/1+1。
图3A表示效率2/3的穿孔图，图3B为相应的解穿孔图。
在图3A中，穿孔应用于发射机的QPSK符号SY0到SY4的位b0到b9。符号SY1和SY3的位b3和b7没有被发送。在接收机处接收到对应的抽样ti，抽样0替代了抽样t3和t7，使其在解码时不被考虑。图3B表示所述抽样0。
这种穿孔法引起的问题是，符号SY1的解码只发生在接收到符号SY1之后一个符号时间Ts，即发生在接收符号SY2时。相同步在这种情况下无法进行。此外，这种相同步取决于已实现的穿孔情况。为解决这一问题，本发明提出在符号穿孔来代替在位穿孔，即待发送的符号或者完全保留，或者被删除。
图3C表示效率2/3的符号穿孔。
当这样的一个穿孔应用于本发明时，接收机在解码前重新将抽样0加到被删除符号的位置。
图4和图5表示按照有效Eb/No比得到的两个模拟二进制错码率结果，对于一个发生器多项式(91,121)，一个应力长度k=7，一个效率R=1/2，及每个分组有120个符号数。图4中Δf.TS值为1.2×10-2，图5中为10-3。图4中α值为0.8，图5中为0.95。
在图4中，特征40与理论对应，特征41与得到的结果对应。在图5中，特征50与理论对应，且标记点与得到结果对应。
现在查明，虽然进行了以上简化(与替代(1)相关的计算简化，根据算式(2)进行的度量计算和算式(4)中指数衰减因数的应用)，与前述现有技术的1.5dB相比，结果要比图1所述设备的结果好得多，因为与理论只相应了约0.2dB数量级。
本发明还涉及通过实施前述方法使用最大似然准则同时相同步与解码的设备。图6表示了根据本发明设置的一个接收链路的实施例。基带符号被施加到解穿孔设备60上，它用符号0代替不传送的符号。来自设备60的符号被施加到ACS(添加/比较/选择)单元61上，它输出已判定的位。基带符号还被施加到Sk值的计算装置62上，它提供Sk/(1-αk)，而Sk等于α.Sk-1+rk.d*k。度量计算器63按公式(2)计算λk值，最终用Sk或Sk/(1-αk)替换∑k，并向ACS单元61提供λk值。控制装置64可保证对每个接收的分组标题中的唯一字上的相进行初始化和首次估计。控制装置64接收符号时钟H。
权利要求
1．一种采用了最大似然准则的同时相同步与解码方法，上述方法应用于在接收机接收的信号分组，接收的信号在发射机被卷积编码，上述方法在于计算分支的度量值，这既考虑了根据接收符号计算出的稳定判定，也考虑了涉及在前述接收信号的载波与在前述接收机所使用的本地振荡器信号之间相位差的一个值，该值使由前述接收符号复数数字分量构成的判定变量加权，其特征在于该值等于对于每一有关通道的∑*k，并且Σk=Σn=0Nrk-n·dk-n*]]>*指共轭复数，k指被解码的电流符号，N指涉及的符号的数量。
2．根据权利要求1所述的方法，其特征在于分支的度量值等于λk=(∑*k.rk).d*k+(∑*k.rk)*.dk
3．根据权利要求1和2中任一项所述的方法，其特征在于所述值∑k由Sk替换，而Sk等于Sk=α.Sk-1+rk.d*k式中S0=0,α为小于1的正常数。
4．根据权利要求1和2中任一项所述的方法，其特征在于为了得到用于解码前述接收到的分组的最初符号的统计上恒定的度量系数，所述值∑k被Sk/(1-αk)替换，而Sk等于Sk=α.Sk-1+rk.d*k式中S0=0,α为小于1的正常数。
5．根据权利要求2至4中任一项所述的方法，其特征在于前述接收的符号在符号处被穿孔。
6．根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述穿孔的效率为1/1+1。
7．根据权利要求1至6中任一项所述的方法，其特征在于所述方法适用于前述接收机中相跟踪阶段。
8．根据权利要求1至7中任一项所述的方法，其特征在于所述方法适用于前述接收机中锁相阶段。
9．根据权利要求1至8中任一项所述的方法，其特征在于前述分组中每一个分组均含有带唯一字的标题。
10．一种采用了最大似然准则的同时相同步与解码设备，该设备用于接收发射机发送的信号分组，前述接收信号在发射机被卷积编码，该设备包括分支度量值的计算装置，其中既考虑了根据接收符号计算出的稳定判定，也考虑了涉及在前述接收信号的载波与在前述接收机所使用的本地振荡器信号之间相位差的一个值，该值由前述接收符号复数数字分量构成的判定变量加权，其特征在于该值等于对于每一有关通道的∑*k值，而Σk=Σn=0Nrk-n·dk-n*]]>*指共轭复数，k指被解码的电流符号，N指涉及的符号的数量。
11．根据权利要求10所述的设备，其特征在于该设备包含分支度量值的计算装置，可提供λk=(∑*k.rk).d*k+(∑*k.rk)*.dk
12．根据权利要求10和11中任一项所述的设备，其特征在于它含有使所述值∑k被Sk替换的装置，而Sk等于Sk=α.Sk-1+rk.d*k式中S0=0,α为小于1的正常数。
13．根据权利要求10和11中任一项所述的设备，其特征在于为了获得用于解码前述接收的分组的最初符号的统计上恒定的度量系数，该设备含有使所述值∑k被Sk/(1-αk)替换的装置，而Sk等于Sk=α.Sk-1+rk.d*k式中S0=0,α为小于1的正常数。
14．根据权利要求11至13中任一项所述的设备，其特征在于，前述接收的符号在符号上被穿孔。
15．一种在发射机上被卷积编码的信号分组的接收机，其特征在于它含有根据权利要求10至14中任一项所述的一个设备。
全文摘要
本发明涉及的是使用最大似然准则同时相同步与解码的方法。该方法应用于在接收机接收的信号分组,所述接收信号在发射机被卷积编码。上述方法在于计算分支的度量值,其中既考虑了根据接收符号计算出的稳定判定,也考虑了涉及在前述接收信号的载波与前达接收机上所使用的本地振荡器信号之间相位差的一个值,该值使由前达接收符号复数数字分量构成的判定变量加权。根据本发明,该值等于对于每一有关通道的∑
文档编号H04L25/03GK1237301SQ98801230
公开日1999年12月1日 申请日期1998年8月24日 优先权日1997年8月26日
发明者西里尔·博兰德, 法宾·布达, 俄马努尔·乐莫斯 申请人:阿尔卡塔尔公司