传输线路的空间均衡探测的制作方法

专利名称：传输线路的空间均衡探测的制作方法
技术领域：
本发明涉及的是由多条信道所构成的传输线路的探测方法。这就涉及到名为接收多样性的一种已有的技术，即一个接收器中有多个天线，每个天线和不同的一条信道相连的技术。换言之，本发明推荐一种这些信道的脉冲响应的估计方法。
实际上，在一个传输系统中，特别是一个无线电波的传输系统中，接收器在每个传输信道上接收发射器所发射的一个信号，述及的发射信号在传输信道中经历了幅度和相位的波动，以致接收器接收到的信号不同于发射的信号。信号的变化主要是由于技术人员所说的符号间干扰。这种干扰可以来自传输所用的调制规则，也可来自信道中的多路径传播。
人们发现，接收到的信号通常来自信道中的多次反射，发射信号所取的路径不同便导致了在接收器处的延迟的变化。信道的脉冲响应表示发射信号所经历的波动的总体。这就涉及到表征发射器和接收器间传输的基本特性。
信道的脉冲响应特别为一均衡器所使用，均衡器的确切功能是在接收器中修正符号间干扰。实现对脉冲响应估计的传统方法是在发射信号中放置由已知符号构成的训练序列。
述及的训练序列的选择是根据调制规则和信道的色散。此处色散应理解为一个发射符号取信道中最长路径相对于这同一符号取信道中最短路径的延迟。色散通常表示成分开两个相继的发射符号的时间间隔的倍数，或者“符号持续时间”的个数。
作为示例，举出两种已知的估计传输信道脉冲响应的方法。
第一种技术是借助于称为CAZAC序列的特别的训练序列，CAZAC是盎格鲁-撒克逊语的“Constant Amplitude ZeroAutocorrelation”。这种序列在A.MILEWSKI在IBM Journal ofResearch and Development，Vol.27，No5，83年9月第426-431页的文章“Periodic Sequences With Optimal Properties for Channelestimation and fast start-up equalization”中有描述。
GSM数字蜂窝式无线电通讯系统借助于由26个符号构成的训练序列TS，该符号记作a0到a25，表示的值为+1或-1，这些序列有如下的性质Σi=520ai2=16]]>如果si 0＜|k|≤5Σi=520aiai+k=0]]>将信道的色散记作d，在GSM情况中，其值为4，则脉冲响应的估计取有5个分量的矢量形式X，其分量记作x0到x4。
和训练序列TS对应的接收符号序列S也是由26个符号构成的，记作s0到s25。这里自然假定发射器和接收器是完全同步的，在这种情况下，脉冲响应的估计X由下式给出对于0≤k≤4
CAZAC技术具有实施非常简单的优点，然而，这里指出，脉冲响应的每个分量是根据只有16个接收符号建立的，由于给出的训练序列有26个符号，且信道色散为4，因此，在接收信号中有的信息没有考虑，这就导致得到的性能较理论的理想性能低。
第二种已知的技术是借助于最小二乘法准则。在申请号为FR 2696 604和EP 0 564 849的专利中对此有特别的叙述。作为回顾，这种方法借助于由长度为n的训练序列TS所构成的测量矩阵A。述及的测量矩阵有(n-d)行和(d+1)列，d总是表示信道的色散。第i行第j列的元素是训练序列的第(d+i-j)个符号
选择训练序列，使矩阵AtA是可逆的，此处算符·t是转置算符。这自然可用于CAZAC序列的情况下，亦可用于别的序列的情况。
在接收符号序列中的前四个s0到s3没有计算进去，因为这几个符号还和在训练序列之前的未知的发射符号有关，给定的信道色散为4。多说一句，今后定义如矢量S那样的接收信号的分量为接收符号s4、s5、s6，…s25。
因此，脉冲响应的估计取下面的形式X＝(AtA)-1At·S这种最小二乘法较前面的方法要略微复杂一些，但必须指出，矩阵(AtA)-1At是只计算一次。这里指出，脉冲响应估计X的每个分量是根据22个接收符号建立的，而不是如前面CAZAC方法中用16个接收符号。因此应该考虑到情况已得到改善。
然而，不管使用什么方法，传输线路的每个信道的脉冲响应都要看作是独立的。
于是，本发明的第一个目的在于一个传输线路的探测方法，这传输线路考虑到不同的天线空间相连。
根据本发明，当一条传输线路是由多个信道构成，且需要估计这些信道的脉冲响应C1、C2、…Cn，则要应用传输线路的探测方法。述及的方法有下列步骤-获取这条传输线路的空间统计，-借助于这些信道的述及的空间统计和加性噪声的估计，至少通过对这些脉冲响应的均衡(pondération)来建立一个修正的脉冲响应。
相当方便，述及的空间统计对应于这些传输信道的两两相关的估计。
根据一个最佳实施方式，述及的传输信道的相关估计是一个空间相关矩阵，其第i行第j列的元素是通过使第i条信道的估计的脉冲响应的厄米特转置与第j条信道的估计的脉冲响应的积的平滑得到的。
根据一个附加的特性，通过第一条信道接收的信号S对应于一个发射的训练序列，将和这个训练序列对应的测量矩阵记作A，则这个信道的加性噪声的估计N01便由对矢量(S-AC1)的能量的归一化而得到。
可以预计，在这个归一化后面跟有一个步骤平均。
还有，噪声矩阵N是由各信道的加性噪声估计N01、N02、…、N0n构成的，这样，空间均衡矩阵G′便用空间相关矩阵G和噪声矩阵来定义G′＝G(G+N)-1，修正了的脉冲响应C′1，C′2，…，C′n使用下式得到
于是，一条传输线路的探测方法是根据视作独立的各条信道的脉冲响应的估计来实施的。然而，估计的误差是不可避免的。一般说来，在有加性噪声时，单一的单条传输信道的脉冲响应的确定是一个不能用目前严格的方法解决的问题。另外，以前方法有一条隐含的假设这个脉冲响应可取任意形式。
本发明还有第二个目的在于一条传输信道的脉冲响应的估计方法，这种方法表现出好的抗加性噪声，或换言之，这种方法所得到的误差较以前方法的估计误差小。用各条信道的空间统计和加性噪声估计的方法通过均衡来修正脉冲响应的建立之前，将这种方法用于构成述及的传述线的各条信道中的至少一条是相当方便的。
根据本发明，这种方法需要由一条信道接收到的信号，述及的接收信号和发射的训练序列相对应。述及的方法有下列步骤-获取这条传输信道的一个时间统计，-建立这条信道的脉冲响应的估计，这个估计是用接收信号通过信道的时间统计来均衡的。
信道的时间统计表现为在接收信号获取之前的一个脉冲响应的值。前述的均衡导致和接收信号有关的脉冲响应具有的值大体上接近前面的值而不是离前面值太远的值。这样统计上，估计误差减小。
相当方便，这种统计和这个脉冲响应的协方差估计相对应。
根据这个方法的第一个变形，它具有下列步骤-平滑脉冲响应并用变换矩阵W正交归一化，以得到述及的协方差估计，此协方差估计就也取矩阵形式L′。
-寻求与矩阵L′相关的本征矢量Vi′和本征值λi′，-根据接收信号估计信道的瞬时脉冲响应，并应用变换矩阵W以构成一个矢量X′，这就建立了均衡估计XpXp=Σ(λi′-N0λi′(vi′h·X′))Wvi′h]]>此处N0是一个纯正实数，表示信道的加性噪声。
在此可以预计选择加性噪声，使之等于述及的本征值λi′中的最小值。
当述及的本征值的子集具有小于某个预定的阈值的影响时，还可以想见，这每个本征值上都强加在述及的加性噪声值上。
前述的复杂性同样减少了。
根据本发明的第二个变形，述及的协方差估计取一矩阵形式R，将与训练序列相关的测量矩阵记作A，则建立的均衡估计为Xp＝(AtA+N0R-1)-1At·S此处N0是一个纯正实数，表示信道的加性噪声。
还有，可以使用变换矩阵W将矩阵R正交归一化，以得到一个新的矩阵R′，于是，均衡估计就取下面的新的形式Xp＝Wt(I+N0R′-1)-1WtA′t·S
此处矩阵A′等于变换矩阵W和测量矩阵A的积。
相当方便，式(I+N0R′-1)-1是用逆矩阵引理的方法来计算的。
在后面作为说明而推荐的实施例的描述中将进一步详细展现本发明，其中所参照的附图有

图1是一方框图，说明应用根据本发明的传输线路的探测方法的一个实施例的主要步骤。
图2是根据本发明的一条信道的脉冲响应估计的第一个变形。
图3是根据本发明的一条信道的脉冲响应估计的第二个变形。
本发明将用在GSM中应用来表述，因为技术人员非常熟悉这个系统。这里所关心的是表述清楚，但在任何情况下都决不能将本发明仅限于这一个系统。
参见图1，当一条传输线路中至少是由二条传输信道构成的，就要应用传输线路的探测方法，在一般情况下是n条信道。每条信道和不同的天线相连。于是将每条信道看作是根据任意可以使用的方法进行脉冲响应估计的对象，其脉冲响应分别为C1、C2、…、Cn。
首先，本方法预先对这条传输线路进行空间统计获取，通过空间统计得到了反映这条传输线路在给定的周期内的状态的数据的集合，约定将述及的周期称为相关周期。事实上，各个天线都是固定的，这些天线所接收到的信号就具有一定的相关度。本发明明确地抓住这一事实来改善对至少一条信道的脉冲响应的估计质量。作为例子，这样的统计可以用空间相关矩阵G的方法来得到
此处，算符·h表示厄米特转置算符。(n，n)维方阵G可以用一般的方法表示，第i行第j列的元素gij为
gij＝V(ChiCj)述及的阵元Gij是通过平滑在相关周期内得到的第i条信道和第j条信道的脉冲响应估计Ci、Cj的乘积CihCj来得到的。述及的平滑是这两条信道的相关性的估计。
这里把平滑的意义理解得非常普遍，就是，所有在相关周期内对积ChiCj进行平滑或平均。
平滑的第一个例子是将述及的积在述及的周期内平均。假定在每个周期内对每个信道的脉冲响应C1、C2、…、Cn有e个相继的估计，则V(CihCj)=1eΣ1eCihCj]]>平滑的第二个例子是在每个第i条和第j条信道上的第p次接收的估计中借助于乘法系数α修正在第(p-1)次估计中得到的平滑表达式Vp-1(CihCj)Vp(ChiCj)＝αChiCj+(1-α)Vp-1(ChiCj)系数α称为平滑忽略因子，通常是已知的，其值在0到1之间。
可以采用各种方法初始化，特别是用得到的第一个估计的方法，或者像在用于接收的第一个估计的第一个例子中得到的平均值。
然后本探测方法建议用各信道的脉冲响应的估计C1、C2、…、Cn去估计每个信道中的加性噪声N01、N02、…N0n。
有多种方法估计噪声，考虑只有一条信道，例如第一条的情况，将应用用于每条信道的同样方法。
一个简单的方法是赋予一个预定的值N01，这个值反映了一个阈值，在这个阈值的下面加性噪声下降的可能性很小。这个值可以通过测量信噪比来确定，或根据接收器的性能来确定，这仅作为例子。
另外，噪声N01的估计还可以通过第一信道的脉冲响应的估计C1和对应的接收信号S来得到。于是噪声的这种估计就可以先于按照某种技术实施空间均衡的探测方法而实现。如不是这种情况，当脉冲响应的估计C1是用最小二乘法得到的，这里则推荐一种适当的方法。
这就涉及到直接根据接收信号S和测量矩阵A来估计述及的加性噪声。事实上，将影响接收信号的噪声矢量记作N1，则有S＝AC1+N1考虑到矢量S和矢量A都有22个分量，则噪声N01的估计取下面形式N01=(122)(S-AC1)h(S-AC1)]]>当然，可对这个加性噪声估计N01进行平均或平滑。
根据对各个信道的加性噪声的估计N01、N02、…N0n，可以构成一个噪声矩阵N，将其中第i行第j列的元素记作nij。
当i等于j时，矩阵元素nij为估计噪声值N0i。
当i不等于j时，则矩阵元素nij为零。
还有，总是希望简化，可以计算估计噪声N01、N02、…N0n的平均值N0，并对矩阵N的每个对角元素nij赋予这个平均值N0，用I表示单元矩阵，于是，噪声矩阵N取下面形式N＝N0I使用相关矩阵C和噪声矩阵N可以定义一个新的矩阵空间均衡矩阵G′G′＝G(G+N)-1用这个空间均衡矩阵G′修正的脉冲响应C′1、C′2、…C′n就定义为
此处，算符·t总表示转置算符。
在修正了的脉冲响应中至少有一个C′1是用于代替接收器的脉冲响应估计C1。
作为选择，本发明还可以改善每个信道的脉冲响应的估计C1、C2、…Cn，这要做在对传输线路的空间均衡探测方法的实施之前，即在建立一个或多个修正的脉冲响应C′1、C′2、…、C′n之前。
这样，预先获取至少一个信道的时间统计，例如第一条信道的时间统计。通过时间统计，便了解了反映独立于其它信道的这条要考察的信道在预定周期内的状态的数据的集合。约定将述及的预定周期称为分析周期。于是就要表征这条信道在分析周期内的平均状态。述及的统计可以用几种可能的方法和在几个可能的地方建立。事实上，统计的建立可以取在无线电通讯网络中的任一个设备中。重要的是述及的接收器可以获得这种统计。
作为例子，可以用下面的方法得到这样的一个时间统计。
用在分析周期内获得的信号S按照已知的方法计算脉冲响应的一个估计X。
如使用最小二乘法，则这个估计X为X＝(AtA)-1At·S(1)这里记住，假定发射器和接收器同步，大约最多相差半个符号，在这种情况下，由矢量S所构成的接收信号的各个分量是接收符号a4到a25，和训练序列TS的符号a4到a25同步。如果这样的同步不能得到，则有多个可能的方法，作为例子，这里举出二个第一个方法是将接收信息向前或向后移动j个符号周期，使得Sjt＝(S4-j，S5-j，S6-j，…S25-j)。
于是就对矢量Si中的每一个计算其估计Xj，将最大的Xhj·Xj记作jM，值jM给出了同步的期望值，且需要用矢量SjM代替(1)式中的矢量S。
第二种方法是将信道的色散d人为地增加一个预定的量2q，于是就可以定义一个修正了的测量矩阵Am，其有(n-d-2q)行，(d+2q+1)列。分别将n和d的值取作26和4，有
这就必然将接收信号S的分量数减小同一个量2q，可约定将修正了的矢量记作Sm，有Smt＝(S′4+q’S′5+q′…S′25-q)这便得到修正了的估计XmXm＝(AmtAm)Amt·Sm这个修正了的估计Xm有d+2q+1个分量Xmt＝(x-q’…x0、x1、…x4、…x4+q)于是便寻求在-q到+q之间的j的值jM，使下式取最大值Σk=04xj+k*xj+k]]>此处，算符·*是复共轭算符。
这个值jM确定在色散为4时的脉冲响应的估计XXt＝(xjM，xjM+1，…，xjM+4)在接收信号S中实施偏移jM，则立即使同步降低。
因此可重新应用(1)式。
现在利用在分析周期内对得到的各个估计X平滑来建立一个平滑矩阵L，以便得到与这个脉冲响应相关的协方差估计。这里将平滑的意义理解得非常普遍，即理解为所有的可用于对脉冲响应在分析周期内的进行平滑或平均的操作。这样就得到了传输信道的状态的统计表示。述及的平滑特别可以用前面推荐的两种方法中的一个来得到。这平滑矩阵L的最简单的表达式为L=1mΣ1mXXh]]>
此处，m对应于用于计算平滑的训练序列的个数。
这里假定可以用下式近似述及的平滑矩阵L≌(AtA)-1N0+R(2)此处，N0总是表示出现在传输信道里的噪声或者加性噪声，而R是一个矩阵，通常称之为信道的原初统计，因为它表示不考虑噪声的信道状态。
同样可以假定测量矩阵A是有条件的，就是说矩阵AtA的本征值中彼此都很接近，在这种情况下，对测量矩阵A的各行所构成的矢量的正交归一化特别感兴趣。但决不应该将这视作本发明的一个限制。
对于这个事实，使用一个变换矩阵W，即A′＝AW和A′tA′＝I此处，I为单位矩阵。
将这样定义的矩阵记作L′L＝WL′Wt现在可将(2)式写作L′≌N0I+R′(3)根据在图2中所示出的第一个变形，可以指出，L′的本征矢量Vi’和R′的本征矢量Vi是相同的，与此同时，L′的本征值λi’和R′的本征值λi则偏移了N0，假定，总是将信道的色散取作4，对于所有的在0到4之间的i，则Vi′＝Viλi′＝λi+N0于是可以看出，在保持N0是已知的时候，确定R′的本征矢量和本征值和L′的本征矢量和本征值是一样的。
为清楚起见，估计噪声的步骤将在更后一点描述，尽管这个步骤在下面要说明的步骤的前面。
现在寻求矩阵L′或R′的这一个或那一个的本征值/本征矢量对，对这个步骤不再细讲，因为技术人员都很熟悉。不言而喻，可以去掉那些判定其作用不大的本征值。例如，如果本征值是按下降的次序排列，则可去掉最后的一些，使去掉的各本征值的和小于某个给定的阈值。
下面的步骤是根据和最后一个接收到的训练序列相对应的接收信号，使用任意一种已知方法建立瞬时脉冲响应估计X。写成X＝WX′，则这最后的估计利用下面的方法均衡，得到瞬时脉冲响应的时间均衡估计XpXp=Σi=04(λiλi+N0(vihX′))Wvi]]>Xp=Σi=04(λi′-N0λi′(vihX′))Wvi]]>为了得到均衡估计Xp，必须估计加性噪声N0。
这个噪声的估计是特别使用前面讲的方法中的一种。
另外一种可能性是将平滑矩阵L的最后一个本征值(最小的)看作等于N0，即λ4′＝N0或λ4＝0不管使用什么方法，如前所述，便能实现对瞬时脉冲响应估计的时间均衡Xp。
根据图3所示的第二种变形，直接建立均衡估计Xp如下Xp＝(AtA+N0R-1)-1At·S或者用上面定义的变换矩阵WXp＝W(I+N0R′-1)-1WtA′t·S (4)根据(3)式，有R′＝L′-N0I这便也能估计加性噪声N0。
一种获得时间均衡估计Xp的有利方法在于采用下面的办法用N0去除矩阵R’B=R′N0]]>
于是有I+N0R′-1＝I+B-1利用逆矩阵引理来计算均衡矩阵P＝(I+B-1)-1。
这样，将规范矢量记作ei，便有下面的迭代-初始化P＝B-对于i从0到d(本情况中为4)间变化，有P=P-Pei(Pei)h1+eihPei]]>P为已知，剩下的是根据(4)式建立均衡估计Xp。
这里指出，不需要在每个新的发射训练序列时都要计算均衡矩阵P。可以用较慢的节律来计算均衡矩阵P，因为它大体上和R′同节律变化，因此较接收信号S为慢。
还要指出，均衡估计的建立并不需要求助于瞬时脉冲响应，根据接收信号S便直接产生。
不管采用什么变种，均衡估计Xp就如脉冲响应估计C1那样非常方便地使用，用来实施对一条传输线路的空间均衡探测的方法，即生成一个或多个修正的脉冲响应。
权利要求
1.一种由多条信道所构成的一条传输线路的探测方法，这种方法需要估计这些信道脉冲响应(C1、C2、…、Cn)，其特征在于其中有如下步骤-获取这条传输线路的空间统计，-采用述及信道的述及的空间统计和加性噪声的估计(N01、N02、…、N0n)，至少通过对述及的脉冲响应(C1、C2、…、Cn)的均衡来建立修正的脉冲响应(C′1、C′2、…C′n)。
2.根据权利要求1的方法，其特征在于述及的空间统计对应于述及的传输信道中的两两的相关估计。
3.根据权利要求2的方法，其特征在于传输信道的相关估计取空间相关矩阵(G)的形式，定义了空间相关矩阵G的第i行第j列的元素(gij)是用第i条信道的估计的脉冲响应(Ci)的厄米特转置和第j条信道的估计的脉冲响应(Cj)的积(ChiCj)来得到的。
4.根据权利要求3的方法，其特征在于一条信道所接收到的信号S对应于一个发射的训练序列，将和述及的训练序列相关的测量矩阵记作A，则这条信道的加性噪声的估计(N01)通过矢量(S-AC1)的能量的归一化来得到。
5.根据权利要求4的方法，其特征在于述及的正交化后面跟着一个步骤平均。
6.根据权利要求3至5中任意一项的方法，其特征在于根据对各信道的加性噪声的估计(N01、N02、…、N0n)构成一个噪声矩阵(N)，根据述及的空间相关矩阵(G)及述及的噪声矩阵定义一个空间均衡矩阵(G′)G′＝G(G+N)-1述及的修正了的脉冲响应(C′1、C′2、…、C′n)用下式得到码元序列达重复次数NR，来对于每帧产生12,288个码元，从而形成编码码元速率614.4千码元/秒(ksps)。当NR不是整数时，只对一部分码元序列执行最后重复。由QPSK映射器149接收所得重复码元，其中上述映射器149产生为执行包含值位+1和-1的同相QPSK编码码元流(QPSKI)和值为+1和-1的正交相位QPSK编码码元流(QPSKQ)的QPSK调制构成的QPSK编码码元流。在另一方法中，将重复器148设置在块交错器146之前，从而块交错器146每帧接收相同数量的码元。</p><p>图4是根据本发明的示例实施例构成的图2的调制器104的方框图。运用乘法器150b，通过Walsh码W2调制来自BPSK信道编码器103的每个BPSK码元，而且运用乘法器150c和154d，通过Walsh码W3调制来自QPSK信道编码器102的每个QPSKI和QPSKQ码元。运用乘法器150a，通过Walsh码W1调制功率控制数据(PC)。增益调节152接收导码数据(PILOT)，而且根据增益调节因数A0调节幅度。该导码数据最好由与正电压相关的逻辑电平构成，PILOT信号不向基站提供任何用户数据，而是提供相位和幅度信息，从而它可以相关解调在其余子信道上载送的数据，并换算软判决输出值以便组合。增益调节154根据增益调节因数A1，调节Walsh码W1调制功率控制数据的幅度，而且增益调节156根据放大变量A2调节Walsh码W2调制BPSK信道数据的幅度。增益调节158a和b根据增益调节因数A3分别调节同相和正交相位Walsh码W3调制QPSK码元的幅度。表I中示出在本发明的较佳实施例中用到的四个Walsh码。<
表I对于熟悉本技术领域的人员而言，实际上W0码根据没有进行调制，它与所示导码数据的处理相一致。通过W1码调制功率控制数据、通过W2码调制BPSK数据和通过W3码调制QPSK数据。一旦通过适当的Walsh码进行调制，了均衡估计(Xp)的建立Xp＝(AtA+N0R-1)-1At·S此处N0是一个纯正实数，表示述及信道的加性噪声。
13.根据权利要求12的方法，其特征在于其中有一步骤是借助于矩阵W对述及的矩阵R进行正变归一化，以得到新的矩阵R′，于是均衡估计便取下面的新的形式Xp＝Wt(I+N0R′-1)-1WtA′t·S此处，矩阵A′是述及的变换矩阵W与述及的测量矩阵A的积。
14.根据权利要求13的方法，其特征在于式(I+N0R′-1)-1是借助于逆矩阵引理来计算的。
全文摘要
本发明涉及的是一个由多条信道构成的传输线路的探测方法。这种方法需要估计这些信道的脉冲响应(C
文档编号H04L25/03GK1256815SQ98805138
公开日2000年6月14日 申请日期1998年4月10日 优先权日1997年4月14日
发明者尼汉姆·本·雷切德, 让－路易斯·多恩斯蒂特 申请人:诺特尔·马特拉移动通信公司