专利名称：彩电串联开关电源冷机芯供电源的制作方法
技术领域：
本创新的彩电串联开关电源冷机芯的供电源，属于电视技术领域。
已有的彩电供电源具有“串联开关电源热机芯”或“变压式开关电源冷机芯”这两种传统的特征，此特征由开关稳压器[即开关稳压电源，开关电源]本身属性决定的，与稳压后的负载无关。由于串联开关电源主输出端及其负载直接串联在输入端回路中一部分，所以串联开关电源在开关电源调整管导通时，流经开关管和感抗阻流圈的直流成分，不是向磁耦变压式开关电源那样全部短路损失，而是全部直达降落在与开关管、感抗阻流圈相串接的主输出端电容两端(并直接供电给负载)。所以，串联开关电源具有效率高，各元件承受电压、电流、功率及其各种过载冲击和干扰小，使电路稳定可靠性高、故障率低，适应大电流、大功率负载及其功率变化能力强，适应电能交流电网供电压过压升高能力强等性能/价格比较高的优点，但是它的主输出端和输入端必有牵连，主输出端作为直接串联在输入端回路中一部分，所以主输出端必须接通负载后才能持久地工作，否则有空载自关特性，以至当今采用串联开关电源彩电所有电路都是对人体有触电危险的热机芯，不利于天线端、视频端、音频端直接对外接口。而采用磁路感应耦合的变压式开关稳压器特性与上述串联开关稳压器完全相反，虽然它本身仍属于热机芯单独放置，但是它的各个输出端都可以通过自身的开关电源变压器磁路耦合由次级反极性整流输出给电路板，具有与电能交流电网不相连接的冷机芯优点，加上它容易制成适应电网欠压供电能力强，所以它仍得到广泛的地运用。由于变压式开关电源存在着流过开关电源调整管和开关变压器原初级直流成分全部短路损失，电流有效值及脉动振幅值大，各元件承受电压、电流、功耗及其各种过载冲击大，干扰和抗干扰功耗大，效率低，带负载能力差等一系列无法克服的缺点，唯有需求由串联开关电源冷机芯供电系统取代，但是在已有技术彩电中，行推动级和行输出级所需电源往往一样，共同合并集一体后取源于开关稳压器主输出端。而采用串联开关稳压器的彩电，其开关电源主输出端，除必须同一供电给行推动级和行输出级外，还必须从主输出端上，再增添一个由大功率电阻降压支路长期供电给行推动级前置开关驱动电路，作为开机起动功用后，才能使整个行扫描电路及整机正常工作，否则整机无法工作成为“三无”现象。这就是长期以来彩电供电源未呈出现过串联开关电源冷机芯供电系统根源。
针对上述已有技术存在的特点，本创新目的，使彩电产品既保持采用串联开关电源性能价格比高的优点，又具有变压式开关电源能使机壳内冷机芯电路板直接对外接口，对人体无触电危险的优点。
实现本创新的必备方案要点把原有彩电中串联开关稳压器输入端、输出端和一切负载必有牵连的一个公共端体系，从中分离出两个不相连接的系统，所以串联开关稳压器主输出端( )，除增设由磁路耦合的开关电感式隔离变换器外，仅能专一供电给与回扫变压器FBT原初线圈、行推动变压器T2次级线圈必有牵连的行扫描输出级，使行输出级作为开关稳压器主输出端唯一负载。并使串联开关电源及其主输出端连接的行输出级和其它与电网牵连的热机芯电路，不可分割地结合成一整体，构成独立单元的热机芯稳压电源板主体。为了克服串联开关电源主输出端“空载自关”的特性带来无法开机启动“僵死”现象，为了使原先处于关断状态行输出级处于正常应需的开关状态，就必须要在开机启动或待机状态下，增设专供行推动变压器T2原初线圈牵连的行扫描前级停止工作后必备起动电源和微机遥控装置必备稳压电源，该必备稳压电源，可以从电能交流电网输入端上增设工频交流电源变压器T1及其次级整流滤波装置，或直接从串联开关电源主输出端( )增设磁路耦合的自激开关电感式振荡器变换能量后引出，还可以通过手动或附加电磁继电器及其有关自控电路控制着单刀双掷位开关，任可把串联开关电源切换成变压式开关电源。从热机芯电源板经过变压器耦合后整流滤波装置电源，经过串联放大调阻式稳压器稳压后，会同对映着正常工作后取源回扫变压器FBT次级线圈经过正程整流滤波后输出相同电压输出端相合并连接后，供电给行扫描前级、微机遥控装置等冷机芯电路板所应需必备稳压电源。随时可以准备着在微控器开机正常工作指令下，使与行推动变压器原初级连接的行扫描前级原由关断状态转为正常工作应需的开关状态，通过行推动变压器T2磁路耦合交变磁通通过电磁感应进行功率传递，使正常工作前的串联开关电源及其主输出端连接的行输出级原由关断状态同时转为正常工作应需的开关状态。与此同时，通过回扫变压器FBT磁路耦合交变磁通，通过电磁感应进行功率传递，使其次级变换多种应需要求电压，主要供整机需与电网隔离的冷机芯电路板正常工作所需用。当串联开关电源主输出端负载行输出级处于正常工作应需开关状态后，可以在串联开关电源感抗阻流圈L上增设隔离的次级冷机芯绕组，可以代替回扫变压器FBT次级部分冷机芯绕组功能，可供对稳压要求不高的伴音功放、场输出级、视放级等电路需用。通过上述必备方案后，可达到把原有的彩电串联开关电源输入端、输出端和一切负载必有连接的热机芯体系，仅限制于串联开关电源及其主输出端必有连接的行输出级和其它有关与电网牵连的电路，其余电路都是与热机芯体系不相连接的冷机芯系统，所构成的产品具有串联开关电源冷机芯特征。
本创新同已有技术相比，具有性能/价格比显著高于已有技术优点，主要表现在使革新后彩电产品集串联开关电源与变压式开关电源优点于一体，消除已有技术中串联开关电源彩电和变压式开关电源彩电各自存在的缺点。特别对追求彩电长寿命、低故障率、省电节能等最有利益。(其它有益效果，详见下文电路说明)。
说明书电路图仅详细实施本创新最好方式关键性革新技术部分。电路图形和文字符号在说明书未附加说明的，均按通行贯例或国家最新标准解释。
图1是总体基本特征电路图，其它电路图是对图1局部最好实施方式详细说明。图2、图3(或图7)、图4、图5、图6分别表示自动切换整流滤波装置、开关稳压电源、回扫变压器、校正枕形失真装置、遥控供电源和过载自动关机电路图。
下面结合电路图详细说明革新技术方案和实现本创新最好方式。(凡是前文已讲述或可结合沿用已有技术的就不再重述)。
该图1上半部绘出从电能交流电网经过整流滤波装置和开关电源主体，中间绘出在开机启动或待机状态下，增设的遥控稳压电源，下部绘出行扫描电路供电图。K表示电源总开关，可以附带能通电关断整机交流电源的电磁继电器及其有关电路进行过载自动交流全关机、遥控全关机、无信号延时自动全关机。KA表示二联同步的双刀双掷位开关，可以手动或附加通过(断电复位原状的)电磁继电器及其有关电路自动控制着双联同步的双刀双掷位开关KA选换整流滤波方式，使从电网直接整流滤波后形成电压，能满足串联开关稳压器自动适应全球交流电网110/220(±50％)波动。(上述切换整流滤波方式开关KA，还可以改用单刀单掷位开关或四联同步的四刀双掷位开关。)图中已绘出串联开关电源核心部分依次序由开关电源调整管V，主输出端储能电容C，感抗阻流圈L相互串接后，供电取源跨接在输入直流电源(电容Z)两端构成回路，并加接与开关管V和感抗阻流圈原初级通/断相反的续流二极管U反极性整流后，释放开关管V和感阻流圈L原初级由导通转为关断时所贮存的磁场能转离到主输出端电容C并直接供电给负载。KB表示单刀双掷位开关，在感抗阻流圈L上增设次级线圈，通过手动或附加电磁继电器及其有关电路自动控制着单刀双掷位开关KB，能使感抗阻流圈L原初级贮能线圈与主输出端续流二极管导通时释放磁能线圈匝数比由正常供电的1∶1或转为欠压供电时1∶2。在带阻尼管的行输出管VM的发射极回路上，可以适当(或去除)串接取源回扫变压器FBT次级的正程自举升压线圈N3。行偏转线圈LY和S形矫正电容CS支路另一端可接行输出管VM发射极或接主输出端电容C任意一端。 表示可拆或灵活可变的接线端。
串联开关电源要在开机启动或待机状态下，增设专供行推动变压器原初级牵连的行扫描前级停止工作后冷机芯电路必备遥控稳压电源，才能实现串联开关电源冷机芯供电系统特征。该必备稳压电源要从热机芯电源中通过变压器(包括开关电源变压器或工频交流电源变压器)磁路耦合后，才能转供给冷机芯电路板。可以从电能交流电网上增设工频交流电源变压器T1及其次级整流滤波装置，可以由任何直流输入、输出的电子开关隔离变换器代换其功能。该最好实施方式可以把附图中的开关电源调整管V发射极支路通过增添单刀双掷位开关K2选换后接主输出端电容C任一端。还可以(供电取源跨接)在串联开关电源主输出端电容C两端( )增设一个由开关振荡管V4和开关电源变压器T4、续流二极管U4及正反馈网络组成的磁路耦合自激式开关电感式振荡器，成为非需稳压的磁路耦合的变压式开关电源，用于释放串联开关电源主输出端电容C所贮存的能源经磁路耦合变换后，供电给冷机芯系统，构成能代替工频交流电源变压器T1及其次级整流滤波装置功能。从热机芯电源板经过变压器耦合整流滤波后电源(电容C4)，再经过串联放大调阻式稳压器稳压5V至12V后，可作为开机启动或待机状态下，专供行扫描前级必备起动电源和微机遥控装置必备电源，该电源分别会同对映着正常工作后取源于回扫变压器FBT次级整流滤波电路输出相同电压输出端相合并连接，使正常工作后，微机遥控装置和行扫描前级供电自动转换为由回扫变压器FBT次级经过串接与原初线圈通断相同的二极管同极性(正程)整流滤波后供电，并切断外配专用于开机启动或待机状态下的遥控稳压电源稳压后负载通路，使串联放大调阻式稳压器处于空载微功耗状态。
为了尽最大能度提高性能/价格比，(电路图已绘出)实现本发明创造最好方式的开关稳压电源主体特征依次序由开关电源主输出端电容(C)低电位端( )和感抗阻流圈(L)串接后，再并接与感抗阻流圈(L)原初级通/断相反的续流二极管(U)反极性整流(释放磁能)支路后，使感抗阻流圈(L)与续流二极管(U)P区半导体引出端交接点连接于开关电源输入端电源(Z)低电位端，开关电源输入端电源(Z)高电位端通过串接于开关电源调整管(V)发射极支路上的单刀双掷位开关(K2)后，任可选换接主输出端电容(C)高电位端( )和续流二极管(U)N区半导体引出端交接线上构成正常工作应需的串联开关电源或者选换接主输出端电容(C)低电位端( )和感抗阻流圈(L)交接线上构成待机(DCOFF)状态应需的变压式开关电源。通过手动或增添电磁继电器及其有关自动控制电路控制着断电能复位原状的单刀双掷位开关K2选换接主输出端电容(C)任一端。此优点可发挥电路应尽兼用性能，提高电路和元器件最佳经济利用率，精简电路元件个数，尽最大能度地降低了成本，提高了性能优点，特别是具有无需增设光电耦合器就能直接取样稳压单线圈主输出优点和兼有无需增添外配待机(DCOFF)状态下遥控稳压电源优点。图中单刀双掷位开关K2也可去除短接后呈串联开关电源。可发挥行扫描元件兼用代换开关变换器T4有关电路的功能。
为了使遥控稳压电源兼负着行扫描前级电源，必须把传统电路的行推动级原从开关电源主输出端用串联大功耗电阻降压后形成，改进成开机起动时采用高效率、低损耗的自举开关升压式结构，由遥控稳压电源供电，正常工作后，又增添取源于回扫变压器FBT输出行逆程整流脉冲(可选32VP至80VP左右)双重供电方式。与行推动变压器T2原初线圈连接的行推动级采用自举升压式结构，行推动变压器T2原初线圈始末两头，一端接自举开关升压电容C3高电位端，另一端接行推动级开关管V2集电极，中间一个抽头接自举开关升压二极管(U3)N区引出端，二极管(U3)P区引出端接自举开关升压电容C3低电位端交接于E点处的自举开关升压输入电源电容(C6)上，E点自举开关升压输入电源电容(C6)两端电压可选5V至12V左右的低压供电为佳，该电源(电容C6)通过升压管(U3)整流后接行推动变压器T2原初线圈中间抽头后，当驱动行推动级处于开关状态下，经磁路耦合，使变压器T2原初线圈上半部产生自感电动势，通过升压管U3整流后向升压电容C3充电，并同自举开关升压输入电源C6叠加，供电给行推动变压器T2原初线圈两端达到开机启动过程中应需要要求电压。当行输出级正常工作后，由取源回扫变压器FBT次级行逆程脉冲经过串接与原初线圈通断相反的二极管U2反极性整流后，供电给行推动变压器T2原初线圈，使正常工作后行推动变压器T2原初线圈级供电应需能源，主要取源以回扫变压器FBT次级行逆程整流脉冲供电为主，并且继续保持着开机启动所必备的自举开关升压输入电源(电容C6)正常供电，通过自举开关升压式结构变换升压后，原由起动为主功能自动转变为减小行输出管VM开关损耗为主功能。遥控关机或场逆程间，可以通过控制管V3导通短接行推动管V2基射结处于关断状态。(使场逆程间可减少行扫描功耗5％)。行推动级采用自举开关升压式结构和以行回扫变压器次级行逆程整流脉冲供电为主电路后，无需串接大功率降压限流电阻，提高了原有电路电感/电阻的比值，使行激励变压器T2原初线圈自感阻交储能作用大，过渡过程慢，效益好，可减少行推动变压器T2电感值及其供电压，有利于提高行推动变压器T2最佳经济利用率，不仅能减小整个行推动级功耗，又能减轻行输出管VM等开关过程损耗，同时又能减轻行推动级对其它电路干扰。
在冷机芯的电路板中，取源回扫变压器FBT或开关电源变压器次级整流滤波回路的公共端合并后，通过串接共用保险丝FU后才能构成整流滤波回路。优点既然起过流保护，又能减小原有电路中不必要的串联降压限流电阻数量和阻值，减少焊接点，有利于提高效率。保险丝FU功能或位置也可以选用其它过载保护元件或过流检测元件代换。
为了增强串联开关电源适应电能交流电网欠压供电稳压能力，减少开关电源输入端电容容量，在开关电源输入端，可以采用增设图2所示的，自动选换整流滤波方式装置电路图。开关电源输入端两个电容(C1、C2)分别连接能复位原状的双刀双掷位开关KA两个刀，能任可使刀位连接呈桥式整流并联两个电容状态或轮转对称整流串联两个电容升压状态。电能交流电网正常供电或行扫描停止工作时，继电器KA线圈(及其有关电路)断电复位原状呈桥式整流状态，开机后，若电能交流电网欠压供电时，由取源回扫变压器次级行正程整流滤波后电源，通过开关管V5、VK3导通，使继电器KA线圈通电吸合后，把桥式整流切换成交流轮转对称整流串联两个电容升压状态，从而使开关电源输入端供电压升高双倍，并加以正反馈自锁电路维持升压状态。指示灯HL亮。当电能电网供电压恢复正常时或过压时，过压检测取样信号源使压敏开关器件D8导通，再使开关管V6导通，强制钳位短接继电器管VK3基射结处于应需的关断状态，从而再使继电器KA断电复位原状呈桥式整流状态。若桥式整流状态电压过压升高到使压敏开关器件D9原由关断转为导通时，通过使继电器K线圈通电吸合切断整机交流总电源。开关管V5和VK3组成异型复合管加接由二极管V7电阻R7支路构成的正反馈自锁网络后，可代替且超越晶闸管功能优点，(具有带负载能力强，导通压降小优点。)过压或欠压信号取样检测，任可各自或共同取源于工频交流电源变压器T1次级或串联开关电源感抗阻流圈L次级，通过串接与原初线圈通断相同的二极管整流电容滤波后形成。图2自动切换整流方式装置也可运用于其它各种电路设备上。
图3是开关稳压电源电路图，该开关稳压电源主体特征前文已述，图3中用I 、II 、III 分别表示回扫变压器FBT次级行逆程整流脉冲它激式、行正程整流脉冲它激式和自激式开关电源稳压控制电路不同的最佳实施例。采用自激稳压式正反馈网络，完成应需开机自激开关振荡或待机状态，正常工作后，可以再增添采用取源回扫变压器FBT次级行逆程整流脉冲或行正程整流脉冲经稳压控制后它激开关电源处于应需开关状态。取源开关电源感抗阻流圈L次级与原初线圈通断相同的正反馈绕组(n2)，增添了经过(由放大调阻管A2、电阻R2、稳压管D2等组成的)串联放大调阻式稳压器稳压后，再串接电阻Rb电容Cb支路供电连接于开关管V基射结，构成自激稳压式正反馈网络，完成应需最佳的自激开关振荡状态。[克服已有技术中，正反馈绕组未经稳压带来跟随开关电源输入端电源(Z)电压变化，不利于最佳自激开关电源调整管V处于应需最低功耗的开关状态缺点]。从开关电源主输出端( )经直接取样电路RP1同稳压管W1、放大管A11基射结相串接的基准稳压电路进行相比较产生误差控制电压，经放大管A11及其集电极负载电阻R11相串接的倒相放大比较误差信号电路后，控制着变压器T11原初级必有牵连的放大调阻管V11基射结，使供电取源于回扫变压器FBT次级线圈，通过串接与原初线圈通断相反的二极管U11反极性整流输出行逆程脉冲供电给变压器T11原初线圈两端所形成的交流感抗电压降(即贮能大小)跟随着主输出端( )电压呈相反变化规律，再经变压器T11次级通过串接与原初线圈通断相反的二极管Vb反极性整流后，倒相变换成稳压应需的行正程开关脉冲，它激开关电源调整管V处于正常工作应需的开关稳压状态。当开关电源调整管V导通过程中，其基射结取源变压器T11次级能量不足维持导通状态进入可控的线性放大区瞬间，再由自激稳压后的正反馈网络起迅速关断开关电源调整管V功能。上述取源回扫变压器次级行逆程整流脉冲可改为取源回扫变压器次级通过串联二极管U21与原初线圈通断相同的正程整流后，输出行正程脉冲，经过由开关管V22、V21复合后并加接二极管D21电阻R21构成正反馈自锁网络后，(可代替且超越晶闸管功能)，它激开关电源调整管处于应需的开关状态，通过稳压控制的脉冲触发电路，在行扫描正程间触发开关管V21基极S2或触发开关管V22基极S1，完成行正程导通、行逆程关断的它激式开关电源，可减小关断脉冲干扰影响图象的优点，但电路较前者复杂。总之采用取源回扫变压器次级行正程整流脉冲或行逆程整流脉冲它激式开关电源，能加大电网欠压供电时最大导通期/周期的比值(趋近0.8)，因此直接增强串联开关电源适应电能交流电网欠压供电时稳压能力。
图3中III 部分或图7示例的开关电源，属于在运用传统技术优选稳压控制电路基础上改进的最佳实施例。可由取源串联开关电源感抗阻流圈L次级经过串接与原初线圈通断相反的二极管U34整流电容C34滤波后，可兼叠加串联开关电源主输出端电容C后，构成复合式开关电源，供电给回扫变压器FBT原级电路(作为主负载)，[可克服串联开关电源适应电网欠压输入供电稳压能力较难的缺点]。由并联开关管V基射结的终控管VP或VN及其前置直接取样比较放大误差信号电路A3等构成稳压控制电路。从主负载端引出直接取样信号源电路，由电阻RP3等构成，其优点，不仅能保持主负载电压强劲稳定，而且还增强了非主负载端带负载能力，全面提高各输出端稳定度优点。但带来主输出端( )电压可能波动缺点。为此，原直接取样分压电阻F节点或G点电位，分别高于或低于主输出端电容C高电位端 +5％和-10％左右，二极管D32负端接 或改接开关管V基极，二极管D322负端接F点，正端接主输出端电容C高电位端 ，当主输出端( )过压升高+5％时，常态关断的二极管D322立即导通，从主电容C端优先直接取样稳压，钳位主输出端( )不再过压现象。若稳控不住过压再升120V左右时，使常态关断的压敏开关管D3立即导通，连使终控管VP导通，强制短接开关管V输入端，关断开关电源，钳位主电容C两端不再过压现象。串接开关管V的过流取样电阻R3，经二极管V35整流最大峰值电流后，再由终控管VP或VN兼控后，达到限制开关管V最大峰值电流保护功用。为了使正常工作的开关电源，兼作待机(DCOFF)状态下专供微控器电源，可以经继电器K2切换呈变压式开关电源；还可以在开关变压器次级增设通过二极管U33整流电容C33滤波后形成负压源，构成待机间接取样稳控电源，通过偏置电阻RG、二极管(或稳压管)VG支路连接终控管VP基极，能使开关电源处于断续极低频的间歇振荡状态。正常工作后，为了关断待机间控振荡电路，为此，兼用行回扫脉冲经二极管UT整流电容CT滤波后，形成反偏正压连接二极管VG负端支路，就能强制关断待机专用的间接取样稳控间歇振荡电路。遥控DCON/OFF状态，仅通过控制行扫描前级，就达到兼用有/无行回扫脉冲直接自动关断/接通待机间取稳控振荡电路。就能实现无需继电器、光电耦合器，能使任何开关电源兼用在待机状态下，处于低功耗、极低频、无声的间歇脉冲群振荡状态；并保持主负载端空载后，各输出端电压几乎不变优点，便于待机转为正常工作时，强劲快启，满足于行扫描建立应需开关状态。该间取稳控电路还兼有过载保护优点。本创新，可适合对各种开关电源改进。图7中，虚线方框图内为正反馈网络，具有低功耗激励、超宽稳压范围自激优点。定时电容Cb可去除短接或顺并二极管，并且相应去除二极管V24支路及其有关各元件。在开关电源变压器次级可以增添二极管D33同极性整流后通过电阻连接电容C34高电位端，起到对输入端间接取样和过载保护功能。直接取样的基准稳压管W3两端并联软起动电容C32，在开机启动间，增强感抗阻流圈承受较大的电压，有利于向冷机芯变压转换形成较多能源功能，可满足使整个行扫描处于应需开关状态。
图4是回扫变压器FBT最佳设计的引出端及其部分冷机芯系统整流电路图，除原初线圈fn、升压线圈N3，它激开关稳压电源绕组ns属于热机芯范围外，其余均属于冷机芯供电系统绕组。图5，在行扫描输出级的行偏转线圈LY支路上串接调感器T8原初线圈，其次级通过串接与原初线圈通断相同的二极管U8同极性互感整流后，再通过串接用于校正枕形失真的放大调阻式调阻管V8控制后，构成正程间调节感抗的枕形失真校正装置。
图6表示在电能交流电源总开关K增添电磁继电器及其有关电路，可进行遥控切断整机交流总电源、过载自动关机、无信号自动延时交流全关机。为了使微控器CPU一个电源通/断指令端Pr兼有遥控交流全关机(ACOFF)或遥控能开机的待机功能(DCON/OFF)，图中增画了由开关管Vr、电阻R66、电容C66等构成“与门”逻辑电路，一端接入微控器CPU非模拟量控制端(包括与其有关的受控电路)，如TV/AV转换端，另一端接入微控器CPU电源通/断指令端Pr，经“与门”逻辑电路输出后，可达到TV状态(或AV状态)遥控交流全关机(ACOFF)功能，AV状态(或TV状态)任可遥控能开/能关(DCON/OFF)的功能。为了满足遥控交流全关机后，下次能正常再开机，电阻R61和电阻R62比值10∶1左右，R62阻值在1.5K至2K之间为佳，R66阻值和电容C66容量较大，电容C66能源最好仅限制来源回扫变压器次级为佳。[图中，PrII和TVII/AVII分别表示另一种接法的“与门”逻辑电路的举例说明。电路图中开关管Vr可以改用PNP型管，配以不同的电源通断指令端，图中，运用于不同场合下，电源指令端Pr，可以同TV/AV转换端对调]。微控器CPU电源通/断控制端Pr同时控制着开关管Vr和单刀双掷位开关K2必有牵连的继电器管VK2(或开关管V3)通/断，与继电器管VK2连接的二极管UP2正极接行振荡电源或接图1中开关管V3集电极，使待机(DCOFF)状态同时切断行扫描工作。待机或欠压状态，指示灯HL亮。在感抗阻流圈(即开关电源变压器)L次级和回扫变压器FBT次级分别各自通过串接与原初线圈通断相同和相反的二极管同极性整流和反极性整流各自电容滤波后，形成四组过载检测专用的间接取样信号源，(图中分别用S61、S62、S63、S64表示)，再分别通过正常关断、过载导通的压敏开关器件后，再各自顺串二极管整流后，最终自动控制着继电器管VK原由关断转为导通状态，达到各种过载使总电源开关K继电器线圈吸合切断整机交流总电源。与继电器VK牵连的二极管UP正极可接集成电路行振荡电源或接图1中开关管V3集电极，也可接继电器管VK2集电极，使遥控或过载交流全关机同时关断行扫描电路工作。图中“X”指集成电路X射线防护引出端(或改接过载自锁维持电路输出端)。图中增画了显像管CRT束电流过载保护，在回扫变压器FBT次级超高压绕组低电位端ABL支路上，通过串接专供显像管CRT束电流过载保护取样检测用的感抗检测线圈L2原初线圈fn2后，才能与显像管CRT锥体外壁的石墨层电容构成整流滤波回路，显像管CRT外层壁石墨电容引出线S6可连接冷机芯电路中任一电源(如阴极电源或加速极电源)高电位端，或接公共端上。在感抗检测线圈L2次级(或由原级直接抽头引出)经过串接与原初线圈通断相反的二极管Ua反极性整流电容CX滤波后，再通过正常关断、过载导通压敏开关器件和顺串二极管后，控制着继电器管VK和行扫描电路通/断，可实现显像管束电流过载关机功能。同理，可以增添电感器L3原初线圈fn3取代或串接共用保险丝FU位置，电感器L3次级通过串接与原初线圈通断相反的二极管UPC反极性整流电容滤波后，通过压敏开关器件和顺串二极管后，也可实现过载自动关机功能。
在自动消磁电路中，可以串接用手按动接通消磁回路、手松开(常态)关断的开关，确保正在工作后彩电移动时，可人工接通冷态的自动消磁电路，并有利于减少消磁电阻故障率优点。该按动接通常态关断的消磁开关，也可以同另一个按动接通(短接继电器管VK2集射极)、常态关断的开关结合构成两连同步开关，使消磁状态同时处于待机状态或无光栅静噪状态。
在交流总电源两根进线上，各自均串接无(工频)互感的感抗器为佳，既可削减沿电源线双向传输的对称干扰和非对称干扰，又可兼用代换限流电阻的功能。
本创新可通用于各种类型彩电。电路图或说明书参数仅作为实施本创新的举例说明，生产运用时，可以根据实际情况适当调变。回扫变压器原级应需要求的供电压，可以取源于串联开关电源主输出端电源会同(取源串联开关电源感抗阻流圈次级反极性整流滤波引出的或取源回扫变压器原级抽头正程整流滤波引出的)自举升压电源叠加升压后形成。当回扫变压器原级应需供电源，由串联开关电源主输出端( )叠加(开关电源的)自举升压电源(可兼用电容C34)后形成的，相应可变更稳压控制电路所应需的直接取样信号源，原由主输出端改为跨并合成电压(电容C34高电位端与 )两端。(如图7示例)。本说明书中冷机芯中有的电路，可以通过增添隔离变压器放置在热机芯中，用于大功率场合下的伴音功放电源，可以从串联开关电源主输出端中增设磁路耦合的变压式开关电源变换能量获得。
权利要求1.含有回扫变压器(FBT)、行推动变压器(T2)及其有关电路所构成的彩色电视机供电源中，其特征是行推动变压器(T2)原初线圈必有牵连的电路和行推动变压器(T2)次级线圈、回扫变压器(FBT)原初线圈必有牵连的电路呈不相连接断态绝缘关系。
2.根据权利要求1所述的彩电供电源，其特征是用于开机启动或待机状态下，专供行推动变压器(T2)原初线圈必有连接的行扫描前级和微机遥控装置必备稳压电源，分别会同对映着正常工作后取源于回扫变压器(FBT)次级整流滤波输出相同电压输出端相合并连接。
3.根据权利要求1所述的彩电供电源，其特征是从热机芯电源板中通过变压器磁路耦合变换能源转供给冷机芯电路板，构成行扫描前级停止工作状态下，专供冷机芯系统中的行扫描前级开机起动和微机遥控装置所应需的必备电源。
4.根据权利要求1所述的供电源，其特征是在冷机芯系统的电路板中，取源回扫变压器(FBT)或开关电源变压器次级整流滤波回路的公共端，合并串接共用保险丝(FU)后，才能构成整流滤波回路。
5.根据权利要求1所述的彩电供电源，其特征是回扫变压器(FBT)原级应需要求的供电压，由取源串联开关电源主输出端( )叠加自举开关升压电源(电容C34)后形成。
6.根据权利要求1所述的彩电供电源，其特征是在开关变压器次级增设通过二极管U33整流电容C33滤波后形成负压源，构成待机间接取样稳控电源，通过偏置电阻RG、二极管(或稳压管)VG支路连接终控管VP基极，能使开关电源处于断续极低频的间歇振荡状态；遥控DCON/OFF状态，仅通过控制行扫描前级；兼用有/无行回扫脉冲，经二极管UT整流电容CT滤波后，形成有/无反偏正压连接二极管VG负端支路，就能达到直接自动关断/接通待机间取稳控振荡电路。
7.根据权利要求1所述的彩电供电源，其特征是依次序由开关电源主输出端电容(C)低电位端( )和感抗阻流圈(L)串接后，再并接与感抗阻流圈(L)原初级通/断相反的续流二极管(U)反极性整流(释放磁能)支路后，使感抗阻流圈(L)与续流二极管(U)P区半导体引出端交接点连接于开关电源输入端电源(Z)低电位端，开关电源输入端电源(Z)高电位端通过串接于开关电源调整管(V)发射极支路上的单刀双掷位开关(K2)后，任可选换接主输出端电容(C)任一端。
8.根据权利要求1所述的彩电供电源，其特征是与行推动变压器(T2)原初线圈必有连接的行推动级，采用自举开关升压式结构，满足开机启动过程中应需要求电压；回扫变压器正常工作后以取源回扫变压器(FBT)次级行逆程脉冲经过串接与原初线圈通断相反的二极管(U2)反极性整流后，供电给行推动变压器原初级为主，并且继续保持着开机启动所必备应需的自举开关升压输入端电源(电容C6)正常供电，通过自举开关升压式结构变换升压后，原由起动为主功能自动转变为减少行输出管(VM)开关损耗为主功能。
专利摘要本实用新型的彩电串联开关电源冷机芯供电源,属于电视技术领域。把原有的彩电串联开关稳压器输入端、输出端和一切负载必有连接的热机芯体系,仅限制于串联开关稳压器及其主输出端连接的行输出级和其它有关电路。除有关与回扫变压器原初线圈、行推动变压器次级线圈必有牵连的热机芯电路外,其余电路都是与热机芯体系不相连接的冷机芯系统。对人体安全,便于机壳内冷机芯电路板直接对外接口。
文档编号H04N5/63GK2468240SQ9920816
公开日2001年12月26日 申请日期1999年4月6日 优先权日1998年4月20日
发明者戴俊 申请人:戴俊