专利名称：移动无线电通信系统中基站扇区间切换时的正向链路基站功率电平的同步的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及通信，尤其涉及多址通信系统中的同步化功率控制。
背景技术：
码分多址(CDMA)调制技术的使用只是便于大量系统用户通信的几种技术之一。虽然已知有其它的技术，例如时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)，以及AM调制方案，例如振幅压扩单边带(ACSSB)，但是CDMA比其它调制技术具有显著的优点。在名称为“利用卫星或地面中继站的扩展频谱多址通信系统”的美国专利No.4,901,307中揭示了在多址通信系统中使用CDMA技术，该专利已转让给本发明的受让人，援引于此，以作参考。
在上述专利，所揭示的多址技术中，大量的移动电话系统用户通过卫星中继器或地面基站(也称为小区基站或小区站)利用CDMA扩展频谱通信信号进行通信，每个系统用户具有收发机。在使用CDMA通信时，可以重复使用频谱多次，从而可以增加系统用户的容量。CDMA技术的使用可以得到比利用其它多址技术实现的高得多的频谱利用率。
在使用模拟FM调制的传统蜂窝电话系统中，把可用频带分割成带宽一般为30KHz的信道。把系统服务区域在地理上分割成各种尺寸的小区。把可用的频道分割成组，每组通常包含相同数量的信道。把这些频率组分配给小区，以使共信道干扰尽可能最小。
传统蜂窝系统中的切换方案是可以使呼叫或其它类型的连接，例如数据链接，在移动站穿越两小区之间的边界时得以继续。从一个小区到另一个小区的切换是在小区基站中的正在切换呼叫或连接的接收机通知从移动站接收到的信号强度下降到低于预定阈值时起动的。当信号电平下降到低于预定阈值时，基站要求系统控制器确定相邻基站是否接收到信号强度比当前基站更好的移动站信号。
系统控制器响应于当前基站的询问，向邻近基站发送具有切换请求的报文。然后，邻近基站利用专用扫描接收机在指定信道上搜寻该移动站信号。如果邻近基站之一向系统控制器报告了适当的信号强度，则尝试切换。
在传统的系统中，如果切换到新基站不成功，则呼叫被中止。可能发生切换故障的原因有许多。例如，如果邻近小区中没有可用的空闲信道用来与该呼叫通信，则切换失败。同样，如果邻近基站报告收听到移动站，但是实际上，真正收听到的是使用相同信道的但是在完全不同的小区中的另一个移动单元，则切换失败。切换也可以在移动站没能接收到转换到邻近小区的新信道的命令信号而失败。
传统蜂窝系统中的另一个切换问题是在移动单元接近两小区的边界时发生的。在这种情况下，移动站的信号电平会在两基站上波动，从而产生“乒乓”效应。会反复地请求在两邻近基站之间来回切换呼叫。
在名称为“在CDMA蜂窝电话系统中提供通信软切换的方法和系统”的美国专利5,101,501中，揭示了一种方法和系统，在切换期间通过一个以上的小区基站提供与移动站的通信，该专利已转让给本发明的受让人，将其揭示的内容援引于此，以作参考。在这种情况下，从存在移动站的小区基站切换到移动单元正在进入的小区基站不会中断通信。这种类型的切换可以看作是小区基站之间通信的软切换，这是因为在切换期间，有两个或更多个基站或一个基站的两个或更多个扇区同时向移动站发送。
在名称为“CDMA蜂窝通信系统中移动站辅助软切换”的美国专利5,267,261中，揭示了改进的软切换技术，该专利已转让给本发明的受让人，将其揭示的内容援引于此，以作参考。在前述专利的改进技术中，移动站监视系统中邻近基站发射的导频信号的信号强度。当测得的信号强度超过指定阈值时，移动站通过其正在通信的基站向系统控制器发送信号强度报文。从系统控制器到新基站和到移动站的命令报文建立通过新基站和当前基站的同时通信。当移动站检测到相应于其正在通信的基站中至少一个基站的导频信号的信号强度已下降到低于预定电平时，移动站通过其正在通信的基站向系统控制器报告指示相应基站的测得的信号强度。系统控制器向识别出的基站和移动站发送命令报文，中断通过相应基站的通信，而通过另一个基站继续通信。
一般的蜂窝或个人通信系统也包含一些在一个具有多扇区的小区中的一些基站。多扇区基站含有多个独立的发射和接收天线或收发机，每个天线或收发机可以覆盖的区域小于基站的总覆盖区域。然而，小区中各扇区的覆盖区域并不是相到排斥的，通常在一个小区有扇区重叠的区域。一般，把一个小区分割成多个扇区以减少对位于该小区内的移动单元的总干扰功率。使用扇区也增加了通过单个基站可以进行通信的移动单元的数量。
上面所描述的在邻近基站之间进行软切换的方法也可以应用于名称为“在同一基站的扇区之间进行切换的方法和装置”的美国专利5,625,876中揭示的扇区化基站中，该专利已转让给本发明的受让人，将其揭示的内容援引于此，以作参考。同一基站中的每个扇区被看作是单个和独立的基站。基站中的每个扇区组合和解码同一移动单元的多路径信号。把经解码的数据由基站的每个扇区直接传送给蜂窝或个人通信系统控制器。另一方面，把数据在基站中进行比较和选择，把得到的的结果传送给蜂窝或个人通信系统控制器。因此，在具有三个扇区S1、S2和S3的基站中，扇区之间的软切换可能这样进行1、移动单元通过扇区S1收发机与基站通信；2、移动单元可以检测到基站扇区S2收发机的导频信号超过预定阈值；3、移动单元通过基站扇区S1收发机通知基站控制器，基站扇区S2收发机的导频信号强度超过阈值；4、基站控制器确定基站扇区S2中的资源可用性，并通过扇区S1收发机和扇区S2收发机向移动单元发送命令信号；5、然后移动单元开始通过基站扇区S1和S2收发机同时与基站通信；6、在扇区之一或两个的导频信号强度下降到低于预定阈值之前，基站把通过其扇区S1和S2收发机从移动单元接收到的信号进行组合，其后，基站控制器终止通过扇区S1和/或扇区S2收发机的通信。
名称为“码分多址系统中的快速正向链路功率控制”的美国专利5,267,261和5,383,219描述了一种处理方法，它通过测量移动单元正确或不正确地解码每个正向帧的比率，能使移动单元一帧接一帧地更新其通信的基站。
然而，在移动单元与扇区化基站的一个以上收发机通信的软切换期间可能产生问题。在这种情况下，可能不是所有的与移动单元实际通信的基站收发机都能正确地解码移动站的功率控制数据。当这种情况发生时，与移动单元实际通信的每个基站收发机的增益设置可能不同步，或者甚至可能有偏离。因此，由于扇区化基站中的每个收发机以相同PN信道发送，当实际通信的收发机的增益设置发生偏离时，移动单元可以组合其从扇区化基站的每个收发机接收到的正向链路通信信号变得更困难。因此，在扇区之间的切换期间，需要一些保持扇区化基站收发机的正向帧增益设置同步的机构。
发明内容
在两上或两个以上的收发机的增益设置发生偏离的情况下，本发明能使扇区化基站中的两个或两个以上的收发机更新每个收发机在正向通信链路上发送给移动站的功率电平。
尤其是，本发明涉及一种控制第一和第二基站收发机的发送功率的方法和装置，其中，第一和第二基站收发机分别与一个蜂窝区中的第一和第二扇区相关联。开始时确定到达移动站的通信信号的接收信号强度。然后由移动站向第一和第二基站收发机发送基于接收信号强度的功率控制值。接着，尝试在第一基站收发机上接收发送的功率控制值，产生第一接收功率控制值，尝试在第二基站收发机上接收传送的功率控制值，产生第二接收功率控制值。当第一和第二接收功率值不相等时，在基站控制器上为第一和第二基站收发机计算共用发送功率值。然后第一和第二基站收发机根据共用发送功率值发送通信信号。
利用这种技术，可以使与单个移动单元实际通信的收发机发送的功率电平同步，从而消除或者使移动站尝试组合收发机发送的具有偏离功率电平的通信信号时可能发生的问题最小。
附图概述本发明的特征、目的和优点将通过下面结合附图的详细描述变得更明显，相同的参照符号表示相同的部件，其中
图1示出了蜂窝电话系统的典型示意图；图2示出了典型的基站覆盖区结构；图3示出了移动站与典型的两个扇区基站之间的正向和反向通信链路；图4示出了根据本发明的编码基站收发机发送的正向链路话务通信信息的编码器；图5示出了根据本发明的调制和增益调整基站收发机发送的经编码的正向链路话务信息的调制器；图6是根据本发明的利用第一和第二速率组实现的正向功率控制子信道的时序图；图7是根据本发明的利用第三和第四速率组实现的正向功率控制子信道的时序图；图8是根据本发明的利用第五和第六速率组实现的正向链路功率控制子信道的时序图；图9是根据本发明实现的反向链路闭环功率控制环的延时时序图；图10是根据本发明的把反向链路功率控制子信道收缩到反向链路导频信道中的结构框图；图11是根据本发明的编码移动站发送的反向链路话务信道信息的编码器；图12和13示出了根据本发明的调制反向链路导频、控制和话务信道的调制器的两个视图。
本发明的实施方式图1提供了蜂窝电话系统的典型示意图。图1所示的系统可以使用各种多址调制技术，以便于大量的移动站或移动电话以及基站之间进行通信，该调制技术包括CDMA频谱扩展调制。
在一般的CDMA系统中，每个基站发送唯一的导频信号，包含在相应导频信道上的导频载波的传送。导频信号是未经调制的、直接序列的扩展频谱信号，每个基站利用共用伪随机噪声(PN)扩散码在所有时间上发送。导频信号可以使移动站获得初始系统同步。除了同步之外，导频信号提供相干解调的相位基准和切换确定时使用的信号强度测量的基准。不同的基站发送的导频信号可以是相同的PN扩展码，但码相位偏移不同。
图1示出了系统控制器和交换局10，也称为移动交换中心(MSC)，一般，它包括接口和处理电路，向基站提供系统控制。控制器10也控制电话呼叫从公共交换电话网(PSTN)到适当的基站的路由选择，以传送到适当的移动站。控制器10还控制呼叫从移动站通过至少一个基站到PSTN的路由选择。
控制器10可以通过各种装置，诸如专用电话线、光纤链路或微波通信链路耦接到基站上。在图1中，示出了三个典型的基站12、14和16以及典型的移动站18。移动站18一般为蜂窝电话、由至少一个接收机、发射机和处理器组成。基站12、14和16一般包括控制基站功能的处理电路(基站控制器或BSC)以及与移动站和系统控制器两者进行通信的接口电路。箭头20A-20B定义了基站12与移动站18之间可能的通信链路。箭头22A-22B定义了基站14与移动站18之间可能的通信链路。同样，箭头24A-24B定义了基站16与移动站18之间可能的通信链路。基站服务区或小区被设计成地理形状，以使在正常情况下，移动站最接近一个基站。
图2示出了典型的基站覆盖区。在典型的覆盖区中，六边形基站覆盖区与另一个覆盖区邻接，并对称平铺。每个移动站位于基站之一的覆盖区域内。例如，移动站10位于基站20的覆盖区域内。在CDMA蜂窝或个人通信电话系统中，使用共用频带与系统中的所有基站进行通信，从而可以在移动站与一个以上的基站之间同时进行通信。移动站10位于非常靠近基站20的地方，因此，从基站20接收到的信号较大，从周围基站接收到的信号较小。然而，移动站30位于基站40的覆盖区域但靠近基站100和110的覆盖区域。移动站30从基站40接收到的信号较弱，而从基站100和110接收到相似大小的信号。移动站30可能处于与基站40、100和110的软切换中。
图2所示的典型的基站覆盖区域结构是高度理想化的。在实际的蜂窝或人个通信环境中，基站覆盖区域的大小和形状是可以变化的。基站覆盖区域可以与限定与理想的六边形形状不同覆盖区域边界重叠。而且，如本技术领域已知的一样，基站也可以被分成三个扇区。基站60被图示成三扇区基站，然而，也可以想象，基站可以有更少或更多的扇区。
图2的基站60表示理想化的三扇区基站。基站60的三个扇区每个都覆盖大于120度的基站覆盖区域。扇区50具有实线55指示的覆盖区域，它与具有粗虚线75指示的覆盖区域的扇区70的覆盖区域重叠。扇区50也与具有细虚线85指示的覆盖区域的扇区80的覆盖区域重叠。例如，由X指示的位置90位于扇区50和扇区70的覆盖区域内。
通常，基站被扇区化，以减少对位于基站的覆盖区域内的移动站的总干扰功率，同时增加通过该基站可以进行通信的移动站的数量。例如扇区80把信号传送给位于位置90上的移动单元。因此，位于位置90上的移动站将仅接收扇区50和扇区70的功率。
对于位于位置90上的移动站，其总干扰来自扇区50和70以及来自基站20和120。位于位置90的移动单元可能处于与基站20和120软切换的状态。位于位置90上的移动单元也处于与扇区50和70软切换的状态。
现在参照图3，图3示出了移动站与典型的两扇区基站之间的正向和反向通信链路。基站300由基站控制器310(BSC)、基站收发机320(BTS1)和基站收发机330(BTS2)组成。每个基站收发机320、330向二扇区基站的覆盖区域内的一个扇区提供服务。箭头350a和360a分别表示基站控制器3 10与基站收发机320和330之间的正向通信链路。同样，箭头350b和360b表示基站300与移动站340之间可能的正向通信链路。箭头370a和380a表示移动站340与基站300之间可能的反向通信链路。箭头370b和380b分别表示基站收发机320和330与基站控制器310之间的反向通信链路。
无论是否在扇区化或非扇区化的基站上，在解码处理之前都独立解调单个移动单元的一组多路径信号，然后进行组合。因此，每个基站输出的解码数据是基于移动单元来的可用的所有有利的信号路径。然后由系统中的每个基站把经解码的数据发送给蜂窝或个人通信系统控制器。因此，对于系统中工作在软切换的每个移动站，蜂窝或个人通信系统控制器从至少两个基站接收解码数据。
根据本发明，CDMA通信可以在正向和反向链路上以多种数据速率进行，这些数据速率基于一些标准被分组成六种速率组。然后把这六种速率组分成三组速率组1和2、速率组3和4以及速率组5和6。速率组3和5块包含与速率组1块相同数量的信息位。速率组4和6块包含与速率组2块相同数量的信息位。如果速率组来自相同的组，则在正向和反向链路上可以使用不同的速率组。速率组1和2对应于名为“双模式宽带扩展频谱蜂窝系统的移动站-基站兼容标准”的TIA/EIA临时标准TIA/EIA/IS-95A以及TIA/EIA/IS-95B(下文称为IS-95A和IS-95B)中描述的速率组1和2，将其内容援引于此，以作参考。在下面的表1-4中列出的速率组3、4、5和6的正向链路编码器数字的细节部分
>表1.速率组3的正向链路编码器数字<
>表2.速率组4的正向链路编码器数字
表3.速率组5的正向链路编码器数字
表4.速率组6的正向链路编码器数字现在参照图4，图4示出了根据本发明的编码器400的框图，该编码器400用于对基站收发器发送的正向链路话务信道信息位进行编码。编码器400接收要从基站收发机在正向链路上发送给移动站的话务信道信息位，作为其输入块。总的来看，编码器500把循环冗余校验(CRC)位加到信息信中，把尾部位加到块码中，用卷积编码器进行编码，反复把码元速率至少加到全速率码元速率上，进行Walsh覆盖以使速率正交，进行收缩，以把码元减少到可以在一个或两个正向码信道上载送的数量，用位反向块交织器进行交织，加密码元，并选择选通百分之50的码元。
CRC块410把CRC位如下加到输入信息块中。速率组1、3和5输入块分别在速率1/2和速率1块上具有8位和12位CRC。速率组2、4和6块分别在速率1/8、速率1/4、速率1/2和速率1块上具有6位、8位、10位和12位CRC。用于产生CRC位的多项式如下表5所示。开始时，所用的CRC发生器全部装载1。
表5.正向链路CRC发生器在把CRC位加到输入信息块以及由尾部位编码器420把尾部位加到块码中之后，根据正在使用的速率组，把尾部位编码器420的输出提供给两个卷积编码器430之一。速率1、2、5和6卷积编码器是约束长度为9、速率为1/2的卷积编码器。速率组3和4卷积编码器是约束长度为9、速率为1/4的卷积编码器。在下面的表6中示出了两个编码器430的发生器功能，下面的表7示出了编码器的最小自由距离。
表6.正向链路卷积编码器发生器
表7.E向链路卷积编码器最小自由距离用零初始化编码器状态，用8位全零编码器尾部作为每个块的结尾，以根据每个块对每个编码器430进行分块。
把编码器430的输出提供给码元重复单元440，它对速率1/8、速率1/4速率1/2和速率1块分别重复码元8、4、2和1次。
在重复了码元之后，把它们提供给覆盖单元450，其中用以码元速率运行的速率有关的Walsh码覆盖速率组3、4、5和6码元。下面的表8示出了速率有关的Walsh码，其中Wxn表示n阵列Walsh码空间的Walsh码x。Walsh码是从8阵列Walsh码空间中选择的。有两个原因来选择这些码。首先，这样选择赋值，以使小于速率1的速率相互正交。由于后面的收缩，会有一些正交性的损失。然而，在码重复之前为维持正交性进行收缩会降低卷积编码器/解码器的性能。因此，牺牲了一些正交性。第二，这样选择赋值，当速率1的帧包含0或1的运行时，使速率1的码与所有其它速率正交。Walsh码覆盖的结果是解码器将不大可能把以0或1运行的较低速率块误认为0或1运行的较高速率块。这在数据传送期间可能是重要的，因为0或1的运行在未压缩和未加密的数据传输期间往往是不成比例地发生的。此外，解码器将很少可能把低于速率1的块解码成另一个低于速率1的块。
表8.速率组3、4、5和6的正向链路速率有关的Walsh覆盖对于速率组2、4和6，块具有的码元分别比速率组1、3和5多50％以上。为了减少码元的数量，以使速率组2、4或6块可以利用与速率组1、3或5块相同数量的正向码信道进行传送，必须对码元流进行收缩。因此，把覆盖单元450的输出提供给收缩单元460。表9示出了收缩单元460所用的收缩图形，其中1表示传送码元，0表示收缩码元
表9.正向链路收缩图形另一种方法是，把收缩单元460的输出根据正在使用的速率组提供给两个交织器470之一。速率组1、2、5和6交织器是位反向块交织器，具有64行和6列。交织器首先利用列计数器按顺序写列。交织器首先利用行计数器按位反向顺序读行。即，如果行计数器表示b5b4b3b2b1b0，则读取行b0b1b2b3b4b5。速率组3和4交织器是位反向块交织器，具有128行和6列。这些交织器具有两种有用的性质。首先，它们创建两相邻码元之间的伪随机临时分离。这使它们比各种信道条件更健全。第二，对于小于速率1块，位反向交织器将使重复的码元复制均匀地间隔。这在帧选通期间是有用的，因为这确保了选通将准确地去掉一半重复的码元，保持码元Walsh覆盖的正交性质。
把交织器470的输出提供给加密单元480，加密单元480以IS-95-A标准所引用的相同的方式对码元流进行加密，将该标准在此引用，以作参考。
把加密单元480的输出提供给选通单元490。在本发明中，选通是受速率3、4、5和6支持的。当选通一块时，仅该块中的第二一半的块内的码元被传送。对于速率组3和4，这意味着传送码元384至767。对于速率组5和6，这意味着传送码元192至383。在选通期间，最大帧速率为速率1/2。
正常地，话务信息帧是利用连续传送在正向链路上传送的。然而，速率组3、4、5和6可以被指令到这样的模式，在该模式中仅传送速率1/8、速率1/4和速率1/2帧，利用选通的传送来传送它们。使用这种模式可以使移动站时间将其接收机重新调谐，并利用其它频率和/或其它技术(尤其是AMPS和GSM)来搜索系统。被指令成选通模式以进行搜索的移动站将被指令成选通M帧中的N帧，在系统时间T时启动。N和M的值与搜索使用的技术和搜索的信道数量有关。
现在参照图5，图5示出了根据本发明的调制器500，调制器500调制和增益调整编码器400输出的编码正向链路话务信息。下表10示出了调制器500的数字。该表示出了传送每种速率组所需要的正向链路码信道(128阵列Walsh码)的数量。<
表10.正向链路调制器数字对于速率组3、4、5和6，调制器500传送QPSK波形，交替传送同相和正交相之间的码元。这减少了每相码元速率1或2个系数，使正向信道的数量加倍。
对于速率组1、2、3和4，使用两个128阵列Walsh码。当一条链路被分配给码信道x(x在0和63之间)时，它使用Walsh码Wx64＝{Wx128，Wx+64128}对于速率组5和6，使用1个128阵列Walsh码。当把一条链路分配给码信道x(x在0和127之间)时，它使用Walsh码Wx128。
表11示出了如何解释根据本发明使用时的IS-95 CODE-CHAN字段以及64个Walsh码。如果使用速率组1、速率组2、速率组3或速率组4，则第6位不为1。
子字段位表11.CODE-CHAN字段解释再参照图5，当通过控制信号505激活时，调制器500中的码元分离器(标记为分离器510)交替上和下输出520、522之间的输入码元，用正传送给上输出的第一码元启动。当被禁止时，分离器510向上输出520发送所有输入码元，向下输出522传送0。当通过控制信号506激活时，码元重复器524、526(标记为“2x”和“64x”)使码元重复标记所指示的次数。当被禁止时，码元重复器524、526不重复这些码元。复合多路复用器530(标记成“Complex Multiplier”)根据下面的公式(1)和(2)计算其输出Outputi＝Pi·Inputi-P4·Inputq(1)Outputq＝Pq·Inputi+Pi·Inputq(2)提供给混合器532、534的Walsh码Wj2对应于上面描述的CODE_CHAN字段的第6位，提供给混合器536、538的Walsh码Wj64对应于上述的CODE_CHAN字段的第5至0位。
在本发明中，基站在正向链路功率控制子信道上向移动站传送功率控制信息(即上行功率、下行功率和保持功率命令，下面将作更全面的讨论)。正向链路功率控制子信道被收缩到正向话务信道的基本块中。在特定的较佳实施例中，每1.25毫秒，收缩一个或两个PN字(一个PN字为63个PN片码)的基本块。收缩的对准和时间被选择成使它收缩一个或多个完整的调制码元。如下面更全面的解释，为了确定要在正向链路功率控制子信道上传送的信息，基站测量从移动站接收到的反向话务信道信号的强度，然后把测量值转换成功率控制位。
图6示出了速率组1和2的功率控制子信道的时序。每个块被分割成16个功率控制组。每个功率控制组被分割成24个PN字。PN字对准话务信道的BPSK调制码元。速率组1和2功率子信道使在16个PN字上的功率控制命令的起始随机化，在功率控制组n+2的第0个PN字上开始。在基本块流的功率控制命令的起始位置由前一功率控制组(功率控制组n+1)的加密序列的第23、22、21和20位(b23，b22，b21和b20)确定。功率控制组的起始位置是功率控制组n+2的PN字(b23b22b21b20)24。
一旦确定了功率控制命令的起始位置，则把表示功率控制命令的BPSK码元插入到收缩码元的地方。‘+1’表示上行命令(即指示移动站应当将其传送功率增加一预定量的指令)。‘-1’表示下行命令(即指示移动站应当将其传送功率减小一预定量的命令)。对于速率组1，BPSK码元是持续期间的2个PN字。对于速率组2，BPSK码元是持续期间的1个PN字。
图7示出了速率组3和4功率控制子信道的时序。除了时序提前12个PN字之外，速率组3和4功率控制子信道的时序与速率组1和2功率控制子信道相似。这样做是为了减少功率控制环的延时。因此，假设在功率控制组n测得接收信号强度，则功率控制命令在功率控制组n+1的后1/2开始，而不是功率控制组n+2的前1/2。这种时序减少了从一个1/3功率控制组向5/6的功率控制组传送功率控制命令的平均延时。此外，减少时间使得移动站能将功率控制从1/2的功率控制组调整到1/6的功率控制组，把功率控制组延时从平均值一个5/6功率控制组减少到一个1/6功率控制组。
如图7所示，正向话务信道上的每个块被分割成16个功率控制组。每个功率控制组被分割成24个PN字。再者，PN字对准到话务信道的QPSK调制码元。速率组3和4功率控制子信道使在16个PN字上的功率控制命令的起始随机化，在功率控制组n+1的PN字16上开始。话务信道流中的功率控制命令的起始位置由前一功率控制组(功率控制组n)的加密序列的第23、22、21和20位(b23，b22，b21和b20)确定。功率控制命令的起始位置是功率控制组n+1+[<12+b23b22b21b20>/24]的PN字<12+b23b22b21b20>24。
再次参考图7，一旦确定了速率组3和4的功率控制命令的起始位置，就把表示功率控制命令的QPSK码元插入到收缩码元的地方。‘(+1，+1)’表示上行命令，‘(-1，-1)’表示下行命令。对于速率组3和4，QPSK码元是持续期间的2个PN字。
图8示出了速率组5和6功率控制子信道的时序。除了收缩对准到偶P，并且是持续期间的偶数PN字之外，速率组5和6功率控制子信道的时序与速率组3和4功率控制子信道的时序相似。这样做是因为话务信道调制码元是持续期间的2个PN字(128个PN片码)。
如图8所示，正向话务信道上的每个块被分割成16个功率控制组，每个功率控制组被分割成24个PN字。速率组5和6功率控制子信道使16个PN字上的功率控制命令的起始随机化，在功率控制组n+1的PN字16上开始。话务信道流中的功率控制命令的起始位置由前一功率控制组(功率控制组n)的加密序列的第23、22和21(b23，b22和b21)确定。功率控制命令的起始位置是功率控制组n+1+[<12+b23b22b210>/24]的PN字<12+b23b22b210>24。
再次参照图8，一旦确定了速率组5和6的功率控制命令的起始位置，则把表示功率控制命令的QPSK码元插入到收缩码元的地方。‘(+1，+1)’表示上行命令。‘(-1，-1)’表示下行命令。对于速率组5和6，QPSK码元是持续期间的2个PN字。
现在参照图9，图9示出了本发明的反向链路闭环功率控制环的延时时序。反向链路闭环链路功率控制环使用正向链路功率控制子信道(结合图6-8描述)，以控制反向链路上的移动站传送功率。图9总结了反向链路闭环功率控制延时预估。假设有512个PN片码的行进延时的最差的情况，这种假设是可靠的，在空中延时的最坏一种路线小于256个PN片码。由于最大长度功率控制位是持续期间的2个PN字(128个PN片码)，因此，最差情况的移动站接收时间为128个PN片码。另外256个PN片码(接近200微秒)被分配给移动站，以解码和进行功率控制命令。由于基站在所有功率控制组中检测功率，所以基站接收时间为1536个PN片码。另外256个PN片码(接近200微秒)分配给基站以测量接收信号强度和使功率控制命令转向。因此，在最差情况下，在功率控制组n+2起始或768个PN片码之前，在功率控制组n+1起始之后，可以传送768个PN片码的与功率控制组n关联的功率控制命令。为了使随机化使用速率组1和2的数量相同，速率组3、4、5和6功率控制命令在功率控制组n+1的后12个PN字和功率控制组n+2的前4个PN字上随机化。这将使平均功率命令延时为1个5/6功率控制组，包括测量间隔。此外，它使平均功率控制环延时为2个1/6功率控制组，包括测量间隔。
本发明的正向链路上所用的导频信道与IS-95-B标准中所述的导频信道相同，将该标准引用于此，以作参考。因此，导频信道使用Walsh码W064＝{W0128，W64128}。虽然导频信道不载送数据，因此，是有效的Walsh码W1280，不使用Walsh码W064＝{W0128，W64128}将禁止移动站把导频综合成少于128个片码。因此使用Walsh码W064＝{W32128，W96128}。
本发明的正向链路上使用的同步信道与IS-95-B标准中描述的同步信道相同，将该标准引用于此，以作参考。因此，同步信道使用Walsh码W3264＝{W0128，W64128}。
在根据本发明工作的CDMA系统中，当反向链路以速率组1工作时，正向链路功率控制(控制从基站收发机在正向链路上向移动站发送话务信号的功率电平)一般由移动站向基站收发机发送的帧擦除信息来驱动。当反向链路是速率组2时，正向链路功率控制也由从移动站向基站收发机发送的帧擦除信息驱动。然而，当反向链路速率组为3、4、5或6时，正向链路功率控制则由表示正向话务帧的信噪比的数据来驱动。当反向链路速率组为3、4、5或6时，从移动站在反向链路功率控制子信道上向基站发送正向链路功率控制信息。如下面更全面的解释，反向链路功率控制子信道是通过把功率控制信息收缩成反向导频信道的所选择的功率控制组来创建的。
如上所述，当反向链路是速率组3、4、5和6时，正向链路功率控制是基于帧信噪比的功率控制。总的来说，这种正向链路功率控制系统的作用如下。对于每帧，移动站测量每个码元的信噪比(Es/Nt)，从中减去期望Es/Nt。移动站在反向功率控制子信道上向基站报告该信号作为信噪比Δ(FWD_SNR_DELTA)。然后基站用该信号作为信噪比Δ调整下一帧的传送增益，通常改变传送增益一个与Δ成反比的系数。在软切换期间，由于基站传送增益可能变得不同步，所以基站控制器对每帧要重新同步基站传送增益。
较佳地，移动站选择期望的每个码元的信噪比(Es/Nt)，以实现目标帧擦除速率(FWD_FER)，同时使所需要的每个码元信噪比最小。在一个实施例中，移动站如下产生期望的每个码元信噪比(Es/Nt)。移动站把起初期望的Es/Nt设置到成功解码的第一帧的Ws/Nt。此后，移动站对每帧进行如下的操作。如果擦除基本块，则移动站增加期望的Es/Nt。否则移动站减少期望的Es/Nt。如公式(3)和(4)所示，增加步长(Pincrease)和减少步长(Pdecrease)都由所要的正向链路基本块擦除速率(FWD_FER)和增加的最大所需的期望Es/Nt速率(Pincrease，max)来控制Pdecrease=(FEW_DFERFWD_FER)Pincrease,max---(3)]]>Pincrease=(1FWD_FER)Pdrcrease---(4)]]>其中Pincrease，max＝0.5。
也应理解，计算表示接收到的信号强度的信号的其它方法也可以用于本发明。例如，移动站可以利用接收到的导频信号和接收到的话务信号进行最高比例地组合接收路径。移动站也可以利用归一化的每帧期望和接收到的信噪比计算FWD_SNR_DELTA。
如上所述，对于正向链路功率控制，移动站在反向链路功率控制子信道上向基站收发机发送信噪比的测得值和期望值之间的差值(FWD_SNR_DELTA)(以分贝为单位)。具体地说，由移动站在反向帧n的功率控制子信道上向基站发送正向帧n-1的FWE_SNR_DELTA。根据一个实施例，表12示出了移动站传送的FWD_SNR_DELTA值、移动站对一帧测得的每个码元的信噪比(Es/Nt)以及移动站计算得到的期望信噪比(Es/Nt)之间的关系
表12.FWE_SNR_DELTA传送映射图在较佳实施例中，基站收发机开始时使用由移动站在反向帧n的功率控制子信道上发送给它的FWD_SNR_DELTA值，调整它加到正向帧n+1上的正向增益(FWD_GAIN)。如果基站没有擦除功率控制子信道FWD_SNR_DELTA，则把基站收发机上的“正向每个码元的信噪比Δ标志”(FWD_SNR_DELTA)设置成1。否则，基站收发机将把FWD_SNR_DELTA和FWD_SNR_VALID值设置成0。
一旦基站收发机接收到，则根据下表13把FWD_SNR_DELTA转换成分贝值
表13.FWD_SNR_DELTA接收映射图然后根据下式(5)计算基站收发机的发送机最初向正向传送帧n+1施加的正向增益FWD_GAIN[n+1]＝|FWD_GAIN_MIN，其中FWD_GAINadj＜FWD_GAIN_MIN|FWD_GAIN_MAX，其中FWD_GAINadj＞FWD_GAIN_MAX|FWD_GAINadj，其它(5)其中EWD_GAINadj=FWD_GAIN[N]*10-α/2*(FWD_SNR_DELTA[n]+1/2)*(FWD_SNR_VALID[n])),]]>∝＝衰减系数，一般可以等于1/6，FWD_SNR_DELTA假设为3位，两个互补数。应当理解，也可以设想有其它方法计算FWD_GAIN。
然而，在诸如移动站正在与扇区化基站内的一个以上收发机进行通信时的软切换的情况下，与移动站实际通信的所有基站收发机可能不能正确地解码包含在移动站传送的反向链路功率控制子信道内的信息。当这种情况发生时，与移动站实际通信的每个扇区化收发机所施加的FWD_GAIN可能不同步，甚至有偏离。因此，需要一个把FWD_GAIN值恢复到同步状态的装置，以防止处于软切换的移动站在用已传送的有偏离的增益把CDMA信号与每个扇区化收发机来的相同PN扩展码进行组合时遇到不适当的困难。
根据本发明，这种非同步问题的解决方法如下。首先，如上所述，每个扇区化基站收发机使用移动站在反向帧n的功率控制子信道上发送给它的非擦除FWD_SNR_DELTA值，根据上述的公式(5)调整加到正向帧n+1上的正向增益(FWD_GAINactual)。此外，每个扇区化基站收发机用解码的话务信息向基站控制器发送它在反向帧n接收到的FWD_SNR_DELTA和FWD_SNR_VALID。然后基站控制器如下从它接收到的所有值中为每个扇区化收发机的反向帧n选择一个FWD_SNR_DELTA值1、对于从扇区接收到的FWD_SNR_VALID值为0的所有情况，丢弃相应的FWD_SNR_DELTA值；2、如果保持了任何FWD_SNR_DELTA值，则基站控制器选择最大FWD_SNR_DELTA；3、如果有没保持FWD_SNR_DELTA值，则基站控制器把FWD_SNR_DELTA和FWD_SNR_VALID值设置为0。
然后，基站控制器把根据上述步骤1-3计算得到的单个FWD_SNR_DELTA值送回到每个扇区化基站收发机，然后，通过把根据步骤1-3计算得到的单个FWD_SNR_DELTA值代入到上述的公式(5)，每个基站收发机计算应当已把每个扇区化基站收发机加到正向帧n+1上的FWD_GAIN值(即，FWD_GAINtarget)。然后每个扇区化基站收发机把前面已加到正向帧n+1上的FWD_GAINactual与应当已加到正向帧n+1上的FWD_GAINtarget值(根据上述步骤1-3确定)进行比较。施加FWD_GAINactual与FWD_GAINtarget值之间的差值(FWD_GAINdiff)，调整加到每个扇区化基站收发机发送的下一正向帧上的上行或下行增益(该下一帧由帧n+2+Tbackhaul表示，其中，Tbackhaul表示基站控制器计算FWD_GAINtarget并把它送回到扇区化基站收发机的帧延时)。因此，每个扇区化基站收发机在正向帧n+2+Tbackhaul期间施加的正向增益将表示FWD_GAINdiff值(如上所述，利用移动站在反向帧n期间发送的FWD_SNR_DELTA值计算得到)与利用移动站在反向帧n+1+Tbackhaul期间发送的FWD_SNR_DELTA值由扇区化基站收发机计算得到的进一步FWD_GAINactual值之和。
在一个实施例中，每个基站收发机在具有如下表14所示的格式的反向话务数据包中向基站控制器发送每帧的FWD_SNR_DELTA和FWD_SNR_VALID值，基站控制器在具有下表15所示的格式的正向话务数据包中向基站收发机发送上述讨论的每帧的FWD_GAINtarget值
表14.基站反向话务数据包格式
表15.基站正向话务数据包格式现在对照图10，图10示出了收缩到反向链路导频信道内的所选功率控制组的反向链路功率控制子信道的框图。如上所述，在速率组3、4、5和6中，移动站在每帧上，在反向链路功率控制子信道上传送期望和测得的正向每个码元的信噪比之间的差值(FWD_SNR_DELTA)。反向链路功率控制子信道是通过把3比特FWD_SNR_DELTA值收缩成反向导频信道的基本块来创建的。尤其是，对反向导频信道上的功率控制组从0开始编号，在功率控制组9、10、11、12、13和14期间把功率控制子信道收缩成导频信道。每个功率控制组被分割成24个PN字。对功率控制组中的PN字从0开始编号，把功率控制子信道收缩成功率控制组9、10、11、12、13和14的PN字10、11、12和13。在图10中示出了具有收缩的反向功率控制子信道的典型功率控制组。
因如下原因把反向功率控制子信道收缩成功率控制组9、10、11、12、13和14。第一，功率控制子信道必须被收缩成在选通期间传送的功率控制组。如果功率控制子信道没有被定位，则它将不能在选通期间发送。因此，仅可以使用功率控制组8、9、10、11、12、13、14和15。第二，在最后的功率控制组期间不可以传送功率控制子信道。如果功率控制子信道在最后的功率控制组中传送，则基站将不能在下一帧开始之前调整传送电平。因此，仅可以使用功率控制组8、9、10、11、12、13和14。然而，如果使用7组功率控制组，则数字(如下表14所示)将不能很好地工作。因此，使用6个功率控制组。不使用功率控制组8是为了向移动站提供更多的时间，确定FWD_SNR_DELTA。最后，把功率控制子信道收缩到功率控制组的中心，以使频率偏置和估计器驱动的、从功率控制组上的导频块滤波器取得的时间跟踪环最小。
在较佳实施例中，利用双正交调制，在反向功率控制子信道上传送FWD_SNR_DELTA值。把FWD_SNR_DELTA报文编码成1个双正交码元。把3比特值t＝t2t1t0映射到码字(-1)t2Wxlt04。码字重复96次。重复码字而不是调制码元是为了提供码元的时间分集。
下表16示出了反向功率控制子信道的数字和性能
表16.反向链路控制信道数字现在参照图11，图11示出了根据本发明的编码器1100框图，它对移动站传送的反向链路话务信道信息进行编码。速率3、4、5和6支持传送反向链路信道速率1/8、1/4、1/2、1、2、4和8。速率1以上的速率通过把多速率块打包成单个帧来创建。编码和交织是在该打包的帧上进行的。总的来说，编码器1100把反向话务信息位作为其输入，附加上CRC，把尾部位加到块帧上，用卷积编码器进行编码，反复增加码元速率至少到6144个码元，进行Walsh覆盖，以使速率正交，进行收缩，以把码元数减少到6144，用位反向块交织器进行交织，并有选择地选通50％的码元。下表17至20给出的速率组3、4、5和6的反向链路编码的细节。
表17.速率组3、5的反向链路编码器数字
>表18.速率组3和5中间速率的反向链路编码器数字
表19.速率组4、6的反向链路编码器数字
表20.速率组4和6中间数据速率的反向链路编码器数字在较佳实施例中，速率组3和5块包含与速率组1块相同数量的信息位，速率组4和6块包含与速率组2块相同数量的信息位。
再参照图11，CRC块1110把CRC位如下加入到输入信息块中。速率组1、3和5块在速率1/2和速率1块上分别具有8位和12位CRC。速率组2、4和6块在速率1/8、速率1/4、速率1/2和速率1块上分别具有6位、8位、10位和12位CRC。下表21示出了产生CRC位所用的多项式。开始时，所用的CRC发生器装载全1。
表21.反向链路CRC发生器在把CRC位加到输入信息块和把尾部位添加到块码之后，根据正在使用的速率组交替地把多路复用器1120的输出提供给三个卷积编码器1130之一。速率组1卷积编码器是约束长度为9的、速率为1/3的卷积编码器。速率组2卷积编码器是约束长度为9的、速率为1/2的卷积编码器。速率组3、4、5和6卷积编码器是约束长度为9的、速率为1/4的卷积编码器。下表22示出了三个编码器1130的发生器功能，下表23示出了这些编码器的最小自由距离
表22.反向链路卷积编码器发生器
表23.反向链路卷积编码器最小自由距离用0来初始化编码器状态，用8比特0编码器尾部作为每个块的结尾，对编码器1130以每块为基础进行分块。
把编码器1130的输出提供给码元重复单元1140，它对速率1/8、速率1/4、速率1/2、速率1、速率2、速率4和速率8块分别重复码元64、32、16、8、4、2和1次。
在重复了这些码元之后，把它们提供给覆盖单元1150，其中速率组3、4、5和6码元用以码元速率运行的与速率有关的Walsh码来覆盖。与速率有关的Walsh码是Wr/2r，其中Wxn表示n阵列Walsh码空间的Walsh码x，R表示码元重复率。从64阵列Walsh码空间中选择Walsh码。
对于速率组2、4和6，块比速率组1、3和5块分别多50％的码元。为了减少码元数，以便可以利用与速率组1、3或5块相同的码元数来传送速率组2、4或6，必须收缩码元流。因此，把覆盖单元1150的输出提供给收缩单元1160。表24示出了收缩单元1160的收缩图形，其中1表示传送码元，0表示收缩码元。
表24.反向链路编码器收缩图形根据正在使用的速率组，交替地把收缩单元1160的输出提供给两个交织器1170之一。速率组1和2交织器是与在IS-95B标准中描述的速率组1和2的交织器相同的交织器，将该标准引用于此，以作参考。速率组3、4、5和6的交织器是位反向块交织器，具有128行，48列。交织器首先利用列计数器按顺序写列。交织器首先利用行计数器按位反向顺序读行。也就是说，如果行计数器指示b6b5b4b3b2b1b0，则读取行b0b1b2b3b4b5b6。
把交织器1170的输出提供给选通单元1180。在本发明中，选通受速率组3、4、5和6支持。当选通一帧时，仅传送该帧的第二一半内的码元。在选通期间，最大帧速率为速率1/2。正常地，利用连续传送在反向链路上传送话务信息帧，除了选通的1/8帧之外。然而，速率组3、4、5和6可以被指令成这样的模式，即仅传送速率1/8、速率1/4和速率1/2，利用选通传送来传送它们。使用这种模式可以使移动站时间重新调谐其接收机，利用其它的频率和/或其它技术(尤其是AMPS和GSM)对系统进行搜索。被指令到选通模式进行搜索的移动站被指令成选择M帧中的N帧，在系统时间T开始。N和M值与正在搜索的技术和正在搜索的信道数有关。该选通与正向链路选通同步。
图12和13示出了根据本发明的调制反向链路导频、控制和业务信道的调制器的两个视图。提供给图12和13中的调制器的反向话务信道信息对应于编码器1100的输出。
在本发明中，如下进行反向链路上的功率控制(即控制从移动站到基站的传送的传送功率)。基站测量功率控制组上的反向导频的导频信号干扰比(Ep/Io)。把该值与一阈值进行比较。如果Ep/Io值低于阈值0.5分贝以上，则基站向移动站发送表示提高功率指令的码元(即，指示移动站应当增加其传送功率一预定量的命令)。如果Ep/Io值在阈值的0.5分贝内，则基站向移动站发送表示功率保持命令的码元(即，指示移动站应当保持其传送功率恒定的命令)。如果Ep/Io值高于阈值0.5分贝以上，则基站向移动站发送表示降低命令的码元(即，指示移动站应当减小其传送功率一预定量的命令)。基站在上面讨论的正向链路功率控制子信道上发送提高功率、降低功率和功率保持命令。
移动站通过选择接收到的功率控制命令确定进行什么动作，以便处于最低的发送功率。因此，如果任何基站向移动站发送降低命令，则移动站将把其传送功率调低。如果有基站发送保持命令，没有基站发送降低命令，则移动站将不改变其传送功率。如果所有基站都发送提高命令，则移动站将其发射器调高。
上面对本发明的较佳实施例的描述能使本技术领域的普通人员制作和使用这里要求保护的发明。对这些实施例的各种变化对于本技术领域的熟练人员来说是容易的，描述的原理可以应用于其它实施例而无需任何创造性劳动。因此，本发明并不限于所揭示的具体实施例，而应与这里揭示的原理和新颖特征的最宽范围相一致。
权利要求
1.在一种电话系统中，这种电话系统具有与扇区化小区相关联的基站控制器、与小区的第一扇区相关联的第一基站收发器、与小区的第二扇区相关联的第二基站收发机以及移动站，一种控制第一和第二基站收发机的传送电平的方法，该方法包含下列步骤(a)确定到达移动站的通信信号的接收信号强度；(b)根据接收信号强度向第一基站收发机和第二机站收发机传送功率控制值；(c)尝试在第一基站收发机上接收传送的功率控制值，以产生第一接收功率控制值；(d)尝试在第二基站收发机上接收传送的功率控制值，以产生第二接收功率控制值；(e)如果第一和第二接收功率控制值不相等，在基站控制器上，计算收发机的共用传送功率值；以及(f)根据共用传送功率值从第一和第二基站收发机传送通信信号。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过测量期望信噪比与实际信噪比之间的差值来确定接收信号强度。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，移动站还向控制器传送接收到的信号强度是否有效。
4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，如果没有有效的接收信号强度，则共用传送功率值不改变。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，控制器利用通过反向帧传送给控制器的接收信号强度产生共用传送功率值，并传送给第一和第二基站收发机，用于正向帧n+2+Tbackhaul，其中，Tbackhaul表示基站控制器产生的帧内的处理延时。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，共用传送功率值对应于加到第一和第二基站收发机发送的通信信号上的增益。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤(c)还包含在第一帧期间根据第一接收功率控制值调整第一基站收发机传送的通信信号的增益，步骤(f)还包含在紧接第一帧的第二帧期间，根据共用传送功率值与第一接收功控制值之间的差值调整第一基站收发机传送的通信信号的增益。
8.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，步骤(c)还包含在第一帧期间，根据第二接收功率控制值调整第二基站收发机传送的通信信号的增益，步骤(f)还包含在紧接第一帧的第二帧期间，根据共用传输功率值与第二接收功率控制值之间的差值调整第二基站收发机传送的通信信号的增益。
9.在一种蜂窝通信系统中，该通信系统具有与扇区化小区关联的基站控制器、与小区第一扇区关联的第一基站收发机和与小区的第二扇区关联的第二基站收发机以及移动站，一种控制第一和第二基站收发机的传送功率电平的装置，其特征在于，该装置包含(a)确定到达移动站的通信信号的接收信号强度的装置；(b)根据接收信号强度向第一基站收发机和第二机站收发机传送功率控制值的装置；(c)尝试在第一基站收发机上接收由移动站传送的功率控制值，以产生第一接收功率控制值的装置；(d)尝试在第二基站收发机上接收由移动站传送的功率控制值，以产生第二接收功率控制值的装置；(e)如果第一和第二接收功率控制值不相等，在基站控制器上，计算第一和第二基站收发机的共用传送功率值的装置；以及(f)根据共用传送功率值从第一和第二基站收发机传送通信信号的装置。
10.在一种蜂窝或个人通信系统中，该通信系统具有与扇区化小区关联的基站控制器、与小区第一扇区关联的第一基站收发机和与小区的第二扇区关联的第二基站收发机以及移动站，一种控制第一和第二基站收发机的传送功率电平的装置，其特征在于，该装置包含(a)移动站中的处理器，确定到达移动站的通信信号的接收信号强度；(b)发射机，根据接收信号强度向第一基站收发机和第二机站收发机传送功率控制值；(c)第一接收机中的处理器，响应于移动站传送的功率控制值，产生第一接收功率控制值；(d)第二接收机的中处理器，响应于移动站传送的功率控制值，产生第二接收功率控制值；(e)基站控制器中的处理电路，如果第一和第二接收功率控制值不相等，该基站控制器中的处理电路产生第一和第二基站收发机的共用传送功率值；以及(f)第一基站收发机中的发射机和第二基站收发机中的发射机，根据共用传送功率值传送通信信号。
全文摘要
一种控制第一和第二基站收发机的传送功率电平的方法和装置,第一和第二基站收发机分别与小区的第一和第二扇区关联。开始时确定到达移动站的通信信号的接收信号强度。功率控制值是基于接收信号强度的。然后从移动站向第一和第二基站收发机发送该功率控制值。接着,尝试在第一基站收发机接收传送的功率控制值,以产生第一接收功率控制值,尝试在第二基站收发机接收传送的功率控制值,以产生第二接收功率控制值,当第一和第二接收功率控制值不相等时,在基站控制器上计算共用传送功率值。然后第一和第二在站收发机根据共用传送功率值传送通信信号。
文档编号H04W56/00GK1262820SQ99800245
公开日2000年8月9日 申请日期1999年2月19日 优先权日1998年2月19日
发明者P·E·本德, R·帕多瓦尼 申请人:夸尔柯姆股份有限公司