专利名称：码分多址通信系统中的搜索窗延迟跟踪的制作方法
技术领域：
本发明与蜂窝无线电话通信系统中的码分多址(CDMA)通信有关，具体地说，与CDMA RAKE型接收机中所用的多路径搜索处理器有关。
背景技术：
和概述直接序列码分多址(DS-CDMA)允许信号在时间上和在频率上都可以交叠，使得来自多个用户的CDMA信号能同时在同样的频带或者说频谱内出现。原则上，一个需发送的源信息数字数据流被加到一个由伪随机噪声(PN)代码产生器产生的速率高得多的数据流上。这种将一个高比特率的编码信号与一个低比特率的数据信息流的组合“扩展”了信息数据流的带宽。因此，每个信息数据流分配到一个唯一的PN码或者说扩频码(或者一个在时间上具有一个唯一偏移量的PN码)，以产生相应收信台可以分别接收的信号。从接收到的多个不同编码信号的复合信号中，通过将这个复合信号与特定信息信号的特定PN扩频码相关，来分离和解调出一个特定PN编码的信息信号。这种相反的解扩操作对接收信号进行压缩，从而恢复了原始数据信号，同时也抑制了来自其他用户的干扰。
除了接收到一些不同的信息源发送的信号，一个接收机还可能接收到单个发送源发送的同一个信号通过多个各别的传播路径来的信号。这种多路径信道的一个特征是引入了时散(time spread)。例如，如果一个理想的脉冲通过一个多路径信道发送，那么接收到的相应信号表现为一系列脉冲，每个脉冲或者说路径相应具有不同的时间延迟，以及不同的振幅和相位。这样一个复接收信号通常叫做信道脉冲响应(CIR)。在一个移动无线电信道中由于信号从环境障碍物，诸如建筑物、树、车、人等等，反射而引起多路径。此外，移动无线电信道是动态信道，在一定意义上是随时间变化的，因为相对运动会影响产生多路径的结构。对于一个通过时变多路径信道发送的信号来说，接收的多个相应路径在时间、位置、衰减和相位上都有不同。
然而，多个路径的存在在CDMA系统中也可以通过信号分集合并技术加以利用的优点。一个优点涉及到作为移动通信中独有的问题的信号衰落。虽然每个多路径信号可能受到衰落，但所有的这些多路径通常不会同时都衰落。因此，从CDMA接收机输出的分集合并信号不会受到一个多路径暂时衰落的不利影响。
按照本发明实现的CDMA接收机采用了一个多路径搜索处理器，搜索和标识一些最强的多路径和它们的相应时间延迟。RAKE解调器通过将一系列并行解调器(称为RAKE“指(finger)”)分配给接收的多路径信号中如由多路径搜索处理器确定的这些最强的多路径分量来获取大部分接收信号能量。每个RAKE指的输出在相应延迟补偿后分集合并成一个“最佳”解调信号，这显著地改善了CDMA蜂窝无线电通信系统中的通信的质量和可靠性。
按照本发明的一个实施例使用的多路径搜索处理器(有时就称为“搜索器”)标识出一个复接收信号的信道脉冲响应，以便提取各个多路径分量的相对延迟。搜索器还对由于与多路径之一有关的移动台或其它物体的运动而引起的传播条件的改变进行跟踪，调整提取的延迟。
具体地说，在称为搜索窗的路径到达时间或路径到达延迟的一定范围内对接收的一个多路径信号的信道脉冲响应进行估计。所有在搜索窗内检测到的信号形成一个延迟层面分布，但是只有那些起源于发射机的信号才属于信道脉冲响应。在延迟层面分布内的其余接收信号是噪声和干扰。在形成延迟层面分布的这些信号用各自的功率和延迟表示时，这个延迟层面分布就称为功率延迟层面分布(PDP)。
可以非常频繁地估计信道脉冲响应，跟踪无线电信道的延迟变化。具体地说，由于移动台的运动或者其他目标运动以及由于在发射机内用于扩频的与在接收机内用于解扩的PN序列产生器的频率不匹配，信道脉冲响应在搜索窗内的位置经常变动。结果，搜索窗的位置必须加以调整，以便使信道脉冲响应保持在搜索窗的中间。
因此，本发明的一个目的是修改搜索窗的位置，使所估计的信道脉冲响应与搜索窗精确对准。
本发明的另一个目的是提供一种准确而有效地确定信道脉冲响应的中心的方法，因此可以将搜索窗调整到一个精确的中心位置。
本发明的又一个目的是按照对搜索窗的调整修改每个所选多路径延迟。
本发明还有一个目的是提供一种高效率的对搜索窗延迟调整信号进行滤波的方法，以便将噪声和干扰的影响减到最小。
本发明提供了一种用于CDMA无线电接收机的多路径搜索处理器的搜索窗延迟跟踪过程。对于一个含有多个各有相应路径延迟的路径的接收信号估计出信道脉冲响应。有一个搜索窗限定了一个延迟层面分布，这个延迟层面分布含有(1)形成信道脉冲响应(CIR)的接收信号的多个多路径分量，以及(2)处在不存在发送的多路径分量的延迟处的噪声和干扰信号。对于所估计的信道脉冲响应(CIR)计算出一个平均延迟，确定平均CIR延迟与一个与CIR搜索窗的中心相应的所要求的延迟位置之间的误差。进行减小这个误差的调整，使得搜索窗的中心与平均CIR延迟对准。误差可以用线性(在一个实施例中)或者非线性(在另一个实施例中)方式处理，充分减小这个误差以及减小噪声的影响。
非线性滤波过程包括为每次迭代根据平均CIR延迟计算一个延迟离散度(delay spread)，每次迭代相应于一个与每个新的输入相应的窗延迟跟踪过程的处理周期。确定出相继的延迟离散度之差。如果这个差小于或等于一个门限，就将搜索窗调整信号设置为等于误差信号。或者，如果所述差大于这个门限，就将调整信号设置为零。因此，如果在这次迭代中延迟离散度明显不同于在上次迭代中的延迟离散度，就认为这次迭代中所计算出的新的误差样点是不可靠的，从而不进行调整。
在一个优选的典型实施例中，本发明应用于一个无线电基站，这个无线电基站包括多个扇区，每个扇区有一个或多个接收来自一个移动台的含有多个路径的信号的定向天线。每个路径具有一个相应的延迟。处在基站的一个多路径搜索处理器包括多个信道估计器，各与其中一个扇区相应。每个信道估计器在一个搜索窗内产生一个含有实际信道脉冲响应以及噪声和干扰的延迟层面分布。在多路径搜索处理器内的一个路径选择器从每个信道估计器产生的这些延迟层面分布中选择带有强信号的路径，输出一个经选择的由每个所选路径的相应延迟和功率组成的信道脉冲响应。有一个窗跟踪单元维护所选信道脉冲响应的中心与搜索窗的中心的对准。一个解调器对这些所选路径进行解调、将经解调的路径合并成一个合并的接收信号。窗跟踪单元不但调整各信道估计器内的搜索窗，维护中心对准，而且按照任何搜索窗的调整修改所选路径的延迟。
具体地说，窗跟踪单元根据所选路径计算平均延迟，确定平均延迟与搜索窗的中心之间的误差，以及调整每个搜索窗的位置，以便减小这个误差。有一个窗跟踪单元控制器计算每个新选择的信道脉冲响应的延迟离散度，确定相继的延迟离散度之间的差，以及如果这个差小于或等于一个门限就将调整信号设置成与误差信号成正比而如果这个差大于这个门限就将调整信号设置成等于零。
附图简要说明从以下对附图所示的优选实施例的说明中可以清楚地看到发明的上述及其他目的、特色和优点，其中参考字符与各个附图标示的相同。这些附图并不按比例示出，因为强调的是例示本发明的原理。
图1为可以采用本发明的蜂窝无线电通信系统的功能方框图；图2为例示一个移动台与一个基站之间的多路径传播的示意图；图3为示出有利于说明本发明原理的典型多路径信道脉冲响应的延迟层面分布的例示图；图4例示了一个可以采用本发明的CDMA接收机的典型实施例；图5例示了图4所示接收机处理和解调的典型信息发送信号的格式；图6为可以有益地采用本发明的图4中所示的多路径搜索处理器的功能方框图；图7为图6所示多路径搜索处理器中的选择器的功能方框图；图8为图6所示的多路径搜索处理器的信道估计器之一的功能方框图；图9为图8所示的信道估计器中的解扩器的功能方框图；图10为按照本发明的一个典型实施例实现的窗跟踪单元的功能方框图；图11为按照本发明的另一个典型实施例实现的窗跟踪单元的功能方框图；图12为例示按照本发明的一个典型实施例实现的搜索窗延迟跟踪过程的流程图；以及图13为例示按照本发明的一个典型实施例实现的另一个搜索窗延迟跟踪过程的流程图。
附图详细说明在以下说明中，为了能对本发明有彻底的了解提出了一些具体细节，诸如特定的实施例、电路、信号格式、技术等等，这些都是解释性的，而不是限制性的。然而，熟悉这种技术的人员很清楚，本发明可以实际应用于细节与此不同的其他实施方式。例如，虽然本发明是以基站接收机为背景进行说明的，但是本发明可以应用于任何接收机，例如移动台接收机。在其他情况下，省去了对众所周知的方法、设备和电路的详细说明，以免不必要的细节反而使对本发明的说明模糊不清。
下面，以图1所示的CDMA(最好是宽带CDMA)蜂窝无线电电信系统10为背景对本发明进行说明。一种有代表性的、示为云彩12的面向连接的外部核心网络可以是例如公众电话交换网(PSIN)和/或综合业务数字网(ISDN)。一种有代表性的、示为云彩14的面向无连接的外部核心网络可以是例如互联网。两个核心网络与一个或多个业务节点连接。为简单起见，示出的只有单个业务节点，作为一个提供交换服务的移动业务交换中心(MSC)节点16。移动业务交换中心16与多个无线电网控制器(RNC)18连接。无线电网控制器13建立和释放一个或多个基站(US)20与移动台(MS)24之间的特定信道，包括选择和分配扩频码和分集切换。基站20处理与移动台24的宽带CDMA无线电接口，它包括为网络内本小区和小区的扇区服务所需的诸如收发机、数字信号处理器和天线之类的无线电设备。如作为其中之一的基站20所示出的那样，每个基站可以包括多个扇区22，而每个扇区最好包括两个分集式天线。
图2例示了一个简化了的动态多路径传播模型。虽然多路径传播必然涉及移动台和基站双方，但是仅仅为了说明，这个多路径例子只是例示了从一个移动台24向一个基站20发送信号的情况。发送的信号在基站20由多个扇区22内的分集式天线接收，每个接收信号具有多个路径P1、P2和P3。路径1是直接首先接收的，往往是最强的路径。路径2是从一个诸如建筑物之类的固定物体反射的。路径3是从一个诸如汽车之类的运动目标反射的路径。移动台24可能也是运动的。于是，基站20内的接收机的基本问题是标识这些路径P1-P3和确定它们的幅值和相对延迟，使得对这三个路径可以在考虑到它们各自的延迟的情况下进行分集合并。
图3例示了用来解释本发明的原理的示意图。图的纵轴是接收信号功率，而横轴是与接收信号采样率有关的延迟时间区间。这个波形是估计的信道脉冲响应，包括四个幅值超过检测门限的尖峰。只有与路径P1、P2和P3相应的三个失峰是真实的多路径。第四个尖峰是一个虚假的尖峰，但是因为它超过了门限，因此也确定为一条路径。路径1相应于延迟τ1，路径2相应于延迟τ2，而路径3相应于延迟τ3。
横轴的宽度相应于一个搜索窗。检索窗的宽度(Nwindow)足以完全地容纳这些信道脉冲响应(接收信号的所有值得注意的多路径)加上附加的偏移量，因此窗比含有真实的多路径的信道脉冲响应部分宽一些。正式些说，搜索窗由用作接收信号与PN码相关的开始位置的延迟值的数目限定，以便覆盖最后到达、检测到的多路径分量相对于首先到达、检测到的多路径分量的最大预期延迟。在这个实施例中，与最大预期多路径延迟相应的复样点数是160，因此Nwindow等于160个延迟位置。
按照本发明，搜索窗的中心(第Nwindow/2=80个延迟位置)最好是与信道脉冲响应的中心对准的。这保证了包括最强的真实多路径在内的这些信道脉冲响应都包含在搜索窗内，进行处理，例如解调。否则，就有遗漏一个或多个多路径分量的危险。
直接选择最强的或首先到达的路径作为搜索窗的对准点并不能得出特别精确的结果，因为这些对准点中任何一个都按照衰落或噪声起伏，因此搜索窗不是以信道脉冲响应为中心的。相反，在本发明中，搜索窗的中心是与信道脉冲响应的平均延迟时间值对准的。这个平均延迟通过对信道脉冲响应的每个多路径的延迟进行平均确定。搜索窗的中心Nwindow/2(在图3中的延迟位置80处)与平均延迟位置(在一个稍小于80的延迟位置处)之间的差或误差ε检测出后，通过调整搜索窗的位置(或者通过进行其它的调整)使它减到最小。
考虑到图2的多路径例示和图3所示情况(包括图3中规定的参数)，下面对基站接收机50进行介绍。同样，虽然这些优选实施例是配合本发明用于基站20说明的，但是熟悉该技术的人员可以理解，本发明可以用于任何接收机，包括移动台内的接收机。
接收机50包括一个具有多个RAKE指(RAKE finger)解调器(未示出)的RAKE解调器54，这些RAKE指解调器接收来自PN序列发生器58的输入(即PN解扩码序列)和来自定时控制单元56的输入。定时控制单元56产生同步(SYNC)信号提供给RAKE解调器54和提供给也与RAKE解调器54连接的多路径搜索处理器60。来自用于六个基站扇区(0-5)的两个分集天线0和1的信号分别送至各自的自动增益控制(AGC)电路52。每个AGC电路与两个分集天线信号连接，以减小接收信号的长期动态范围，从而减少表示信号所需的比特数但又保留了信号的信息内容。模数转换可以在AGC之前或AGC之后执行，因此在图中没有明确示出。多路径搜索处理器60为每个扇区利用那些输出样点计算出延迟层面分布，这在下面还要详细说明。这些信号样点也提供给RAKE解调器54解扩和合并。利用多路径搜索处理器按照由所有基站扇区接收的最强的多路径从不同的扇区选择的若干个天线信号，产生经合并的输出信号。
虽然本发明具体针对的是多路径搜索处理器60，但对基站接收机怎样处理接收信号作简要的大体说明对于理解本发明来说是有帮助的。基站利用移动台发送的领示码元或其他已知信号估计信道脉冲响应。基站需要从接收信号样点中得出提取周期性地插入的领示码元所必需的同步信号。在移动无线电装置在一个用来从基站获得一个业务信道的已知接入信道上执行一个随机接入过程以后，就可以获得这样的初始同步。在成功地完成随机接入过程以后，基站同步到从移动台首先到达、检测到的多路径信号分量上。最初接收到的同步信号用来提取在业务信道上后来发送的领示码元。进一步调整同步信号是搜索器内窗延迟跟踪单元的任务。
为了理解领示码元的作用和运用，下面将参照示出移动台发送信息的典型数据格式的图5进行说明。信息码元在最高层格式化成接连的超帧，提供给移动台发射机内的适当扩频电路。超帧信息利用基站为移动台指定的PN码扩频后通过无线电接口发送。每个超帧(例如可以是840毫秒)可以包括例如64个接连的无线电帧，每个无线电帧可以是10毫秒。类似，每个10毫秒的无线电帧可以包括16个时隙，每个时隙包括用来同步的领示或已知码元和含有需解调和传送给基站的未知信息码元的信道码元。
假如已获得初始同步，下面将参照图6中更为详细例示的多路径搜索处理器60进行说明。每个自动增益控制单元接收的信号相应于这个移动台发送的信号。每个自动增益控制电路52都连接到基站选择器62。基站选择器62从来自每个基站扇区的两个天线信号中选择信号样点块。同样，可以理解，虽然在这个典型实施例中采用的是扇区和天线分集，但本发明并不局限于天线分集或与扇区配合的基站。
每个基站扇区具有M个信道估计器64中相应的一个信道估计器，其中M为基站扇区数。选择器62提取需从中搜索已知码元(例如，领示码元)的信号样点块，将那些信号样点块提供给它们的相应信道估计器64。信道估计器64执行代码匹配滤波，对代码匹配滤波器响应进行相干和非相干积分。在相干积分中，将在若干个相继时隙内对于接收信号样点块的相同延迟获得的复相关值加在一起。在非相于积分中，将相干积分的相关值的平方相加。对于每个天线，相应的信道估计器将一个与估计的信道脉冲响应相应的平均功率延迟层面分布传送给路径选择单元66。路径选择单元66对M个延迟层面分布中的信号和噪声样点进行识别，选择若干个最强的路径信号给RAKE解调器54解调。
路径选择单元66选择的N个路径的相应路径延迟和功率提供给一个窗跟踪单元70。选择的路径的数目N应该等于RAKE指的数目，但是如果没有足够多的功率高于检测门限的路径，N也可以小些。这些所选路径形成如上面定义的一个所选信道的脉冲响应。窗跟踪单元70的主要功能是使这个多路径信道脉冲响应保持在搜索窗的中间。搜索窗的位置利用从窗跟踪单元70提供给定时控制块56的搜索窗位置校正信号进行校正。通过调整相位，即加到信道估计器64的PN产生器的状态，可以有效地调整搜索窗。窗跟踪单元70的另一个功能是按照搜索窗调整修改所选路径的延迟τ1’,…,τN’。码片同步装置68确定初始同步过程是否完成，如果是，将一个码片同步标志置位。如果有至少一个选择的路径，功率Pk超过路径选择单元66内的检测门限，码片同步装置68就检测到码片同步已经实现。
选择器62包括一个扇区选择器72和一个领示信号选择器74，如图7所示。扇区选择器72选择需搜索哪几个基站扇区。对于每个所选基站扇区，同时搜索两个扇区天线。因此，由于只有M=2个信道估计器64和一次只搜索一个基站扇区，可以有益地减少硬件的复杂性。结果，扇区选择器在时间上多路复用不同的扇区天线的输出。领示信号选择器74有M个领示信号分路器76，将选定的输出分别提供给相应的M个信道估计器64。
每个领示信号分路器76提取和缓存Lbuffer个复样点。假设在接收机内码片的重复采样率oversampling factor为四(即每个码片四个样点)，每个领示信号分路器内的缓存器的长度就由下式给出Lbuffer=Npilot symbl*spreading factor*oversampling factor+Nwindow-1(1)其中Npilot symbol为每个时隙内的已知领示码元的数目，而spreadlngfactor为扩频因子，相应于每个码元的码片数。如图3所示，一个典型的搜索窗的宽度Nwindows等于160个复样点(延迟时间区间)，相应于多路径信道脉冲响应的最大预期延迟。因为确切的信道脉冲响应位置是不确定的，所以连同与已知领示码元相应的样点数一起存储了附加的Nwindows…-1个样点。
图8示出了这相同的M个并行信道估计器64中的一个信道估计器的结构。来自相应的领示分路缓存器76的经多路分路和缓存的信号在解扩器80内与已知的复PNI/PNQ解扩码(领示序列)相关，所产生的复相关向量再在乘法器82内乘以一个取决于自动增益控制量的比例因子。图9比较详细地示出了解扩器80。输入的复信号在并行I/Q抽取器91内以因子R=4降采样(抽取)，得到每个码片一个样点。经降采样的信号在复数乘法器94内与PN缓存器和领示信号再调制器93提供的一段复共轭和再调制扩频序列按码片逐个相乘。复数乘法的结果在并行I/Q积分器95内对L个码片积分，产生一个复相关值。执行扩频序列的再调制是为了消除领示码元模式(即它的信息内容)对相关值的影响。
同样的复PN序列(即包括实部和虚部PNI和PNQ两个序列)用复解扩器80与存储在相应的领示信号分路器76的缓存器内的接收信号的相继样点偏移进行相关。这个相关过程对于PN解扩序列的一个给定段重复Nwindow=160次，产生在这个相关向量内的160个复相关值。从相继时隙得出的这些复相关向量在相干累加器84内相干积分(即将从相继时隙得出的相应复相关值同相相加)。得到相干积分器84的输出的绝对值后再加以平方(方框86)，得到延迟功率谱(DPS)。延迟功率谱在非相干累加器88内非相干积分，产生每个无线电帧一个的功率延迟层面分布(PDP)。最好在滑动平均器90内对功率延迟层面分布执行附加的平均，得到若干个帧的平均PDP，减少了噪声/干扰尖峰。
在这个例子中，在每个基站扇区内实现两个天线的分集。从同一个扇区内的两个天线得出的平均功率延迟层面分布相加后与相应的延迟值一起存储。这些路径的功率值在平均PDP内与一个检测门限(例如图3中的水平虚线)相比，只将那些超过门限的路径功率值确定为真实的路径。从所有的搜索扇区得出的这些真实的路径通过比较，按照它们的功率递减次序从中分选出N个最强的路径。产生这些所选路径的延迟τ1’,…,τN’和功率P1,…,PN作为窗跟踪单元70的输入信号。选择信息S1,…,SN表示选择的是哪几个基站扇区和分集天线信号。这个选择信息在RAKE接收机内用来选择适当的输入信号。此外，还提供每个扇区的平均干扰功率作为信号与干扰比(SIR)估计的输入信号，用来进行功率控制。然后，将N个最强路径分配给RAKE解调器内的相应解调指，予以解调和分集合并。
下面来看图10，窗跟踪单元70从路径选择单元66接收到所选路径的延迟τ1’,…,τN’和功率P1,…,PN。窗跟踪单元70包括一个误差检测器100。误差检测器100包括一个信道脉冲响应(CIR)平均位置计算器102和与之连接的一个加法器104。加法器104还在一个减法端接收按延迟区间计量的搜索窗的中心位置Nwindow/2作为一个输入。加法器104的输出一个相应于在处理周期m内由控制器108分析的误差信号ε(m)。信道脉冲响应平均位置计算器102输出的平均延迟值作为一个输入与所选路径的相应延迟τ1’,…,τN’和功率P1,…,PN一起提供给一个信道脉冲响应延迟离散度计算器106。在图3中标记了搜索窗、平均延迟、延迟离散度、路径P1-P3和延迟τ1-τ3的例子。
控制器108对误差ε(m)与CIR延迟离散度计算器106提供的延迟离散度一起进行处理，产生一个调整信号A(m)，提供给加法器110和积分器112。调整信号A(m)用来调整提供给RAKE解调器的所选路径的延迟τ1’,…,τN’，使得适当的延迟可以加到RAKE指输出，以便进行相干相加产生合并的输出信号。积分器112包括一个加法器114和一个延迟器116，对控制器108的输出进行累积，向定时和控制单元56输出一个搜索窗位置校正信号W(m)。定时控制单元56控制PN序列产生器58的相位，使得它按照W(m)的值延迟或提前。
在第一实施例中，控制器可以就是一个线性低通滤波器，起着一个控制环路滤波器的作用。环路滤波器的带宽的一种优选选择是折衷考虑输出噪声的方差和环路的跟踪速度。本发明的第二实施例实现控制器108用的是一个非线性的低通误差滤波过程，称为“误差验证(error verification)”，这将在下面进一步进行说明。图11示出了与误差验证实施例联合使用的窗跟踪单元70的第三实施例。低通滤波器120对控制器308的输出进行滤波后再提供给加法器110和积分器112。低通滤波器120对控制器108输出的控制信号进行平滑，以降低控制信号内残存的噪声。
下面说明按图12以流程图格式示出的调整搜索窗例行程序(方框130)调整搜索窗的总体操作。对与为RAKE解调选择的那些最强路径相应的路径延迟和功率进行处理，确定一个信道脉冲响应(CIR)平均位置或延迟(方框132)。也就是说，所选路径的路径延迟和功率构成与接收信号相应的信道脉冲响应。将CIR平均位置与搜索窗的中心相比较，确定误差(方框134)。这个误差用来相对CIR平均位置调整搜索窗位置，以及校正RAKE解调器所用的每个路径延迟(方框136)。
下面结合图13以流程图格式例示的误差处理例行程序(方框140)说明处理在方框134确定的误差的一组具体但仍然是典型的过程。根据每个所选路径的延迟与平均延迟之差对于这些所选路径的延迟确定延迟离散度(方框142)。然后，将延迟离散度与相继的迭代相比较(方框144)。在方框146进行判决，确定相继的延迟离散度之差是否大于门限T0。如果是，将调整信号设置为零(方框148)。不然的话，在方框146进行判决，确定当前的延迟离散度是否等于零。如果不等于零，就将调整信号设置为误差(方框158)。与误差相应的调整信号用来调整提供给RAKE解调器的路径延迟(方框150)。如果当前的延迟离散度等于零，就将绝对调整信号值与一个平均调整信号相比较(方框159)，如果这差大于T1，就将调整信号设置为一个极限值T1(方框160)。调整信号经积分后形成一个窗控制信号(方框152)。然后，按照这个窗控制信号调整搜索窗的位置(方框154)。
下面对窗跟踪单元70中可以用来执行各个功能的一些具体参数和方程式进行说明。平均延迟(mean_delay)用以下公式计算 其中τk’∈(0,1,,Nwindow-1)为各个路径延迟，N为所选路径数，而Pk为相应信号功率。每个路径延迟可以表示为离搜索窗的开始位置的整数个位置数(采样间隔数)。在搜索窗内的搜索位置的总数等于Nwindow。
误差信号ε(m)为平均延迟(mean_delay)与搜索窗内的中间位置之差，即ϵ(m)=mean_delay-Nwindow2---(3)]]>控制器108对这个误差信号ε(m)进行处理，以便减小噪声的影响，即防止或减小由于噪声或于扰产生的错误的调整信号引起的搜索窗的移动。
这个误差验证的实施例所根据的是对相继的延迟离散度值之差的监测。对于每个从搜索路径选择单元中获得的新的信道脉冲响应，利用以下公式计算出一个延迟离散度(delay_spread)delay_spread=Σk=1N(τk′-mean_delay)2·PkΣk=1NPk---(4)]]>如果在本次迭代“m”中的延迟离散度明显不同于在上次迭代中的延迟离散度，就认为在本次迭代中计算出的新的误差样点是不可靠的。这种情况在检测到由噪声(干扰)所引起的虚假路径时或者在由于瑞利衰落的影响一个或多个真实的路径暂时消失时可能发生。
在延迟离散度差超过某个门限时，就迫使调整样点A(m)为零。因此，不调整PN产生器的相位，从而搜索窗位置停留在原处。所以，调整计算的算法可以用以下表示式描述
A(m)=ε(m),｜C0(m)｜≤T00,｜C0(m)｜＞T0对于delay_spread(m)≠0 (5)其中条件C0(m)为C0(m)=delay_spread(m)-delay_spread(m-1)(6)而T0为延迟离散度差的门限。
由于脉冲整形滤波和路径选择单元的操作，任何具体路径位置都可能在噪声的影响下在几个样点内起伏，因此即使没有出现一个新的路径延迟离散度也可能起伏。所以，不将门限T0设置为等于零的理想值，而是设置为某个不等于零的值，例如T0=4。在一个移动台运动时，延迟离散度可能不时剧烈改变，因此在实际应用中，控制信号A(m)将在第一次检测到延迟离散度有大的改变时只在单次迭代中设置为零。然后，延迟离散度差减小到允许调整搜索窗的较小的值。
在当前的延迟离散度为零而与上个延迟离散度值的差小于门限的情况下，不进行这种对误差信号的非线性滤波。这种情况在搜索器中估计的功率延迟层面分布只含有脉冲噪声时发生，因此路径选择单元只发现单个带有随机延迟和零延迟离散度的虚假路径。如果在相继的两次迭代中发生这种情况，延迟离散度之差将为零，于是式(5)中的上述误差验证条件将满足，从而将送出一个错误的调整信号值。
因此，在当前的延迟离散度为零时，按以下产生调整信号A(m)=T1·sgn[ε(m)],如果Delay_spread(m)=0｜C0(m)｜≤T0｜C1(m)｜＞T1(7)以及A(m)=ε(m)，如果Delay_spread(m)=0｜C0(m)｜≤T0｜C1(m)｜≤T1,(｜Cn(m)｜)≤T1(8)其中G1(m)=｜ε(m)｜-｜A(x)｜(9)而T1=4为调整幅值门限。｜A(x)｜为调整幅度的平均值，定期按某个所选定的时间间隔计算，例如|A(x)|-=1NavΣI=(x-1).Navx.Nav-1|A(I)|-------(10)]]>其中x=integer(m/Nav)。对于上述分析，可以预料如果延迟离散度(delay_spread)用它的均方值代替性能相同(对于门限T0同样成立)，这样用数字信号处理器实现更为方便。
此后，调整信号A(m)经积分后产生搜索窗位置控制信号W(m)W(m)=W(m-1)+A(m)(11)这确定了PN序列产生器58相对通过定时控制器56输入的信号的相对相位，即所产生的PN序列的正或负的时移。如果PN产生器58是用一个带反馈回路的移位寄存器和可控时钟频率实现的，那就不需要积分器112，调整信号A(m)反馈给这个本身就起积分器作用的PN产生器58。在任何情况下，正值的控制信号使所产生的PN序列延迟，而负值的控制信号使所产生的PN序列提前。对于实际实现来说，可能希望对跟踪控制信号进行量化，使它相应于PN码片的一个整数。因为在数据码元与PN序列定时之间有一个固定的关系，所以PN序列相位的延迟或提前同样影响帧、时隙和数据同步。因此，保证了根据时隙同步对领示信号分路器76进行适当操作。
除了使信道脉冲响应保持在搜索窗中心之外，窗跟踪单元70还按照搜索窗的调整修改所选路径的延迟τ1’,…,τN’。也就是说，在搜索器60确定与更改的窗口位置相应的新的路径延迟前有一个帧周期的延迟。在这段时间内，PN产生器58产生的解扩PN序列的相位将有调整，因此为了在RAKE解调器54内正确进行路径合并，必须临时调整已经发现的路径延迟，直到路径选择单元给出最新确定的正确的路径延迟。
虽然本发明结合具体实施例进行说明，但熟悉该技术的人员可以认识到本发明并不局限于在这里说明和例示的这些具体实施例。本发明也可以用这里所示和说明之外的各种不同形式、实施方案和修改方案，以及许多改型、变型和等效方案来实现。因此，虽然本发明用它的优选实施例进行说明，但可以理解这个说明只是说明性的和示范性的，只是为了提供本发明的一个完整和详尽的说明。所以，本发明仅由所附权利要求书给出的本发明的精神和专利保护范围限定。
权利要求
1．一种用于无线电接收机的方法，所述方法包括下列步骤估计一个对于含有多个各有相应路径延迟的路径的接收信号的信道脉冲响应；计算所估计的信道脉冲响应(CIR)的延迟；确定所述CIR延迟与一个所要求的延迟位置之间的误差；以及进行减小所述误差的调整。
2．在权利要求1中所述的方法，其中有一个CIR搜索窗限定了一个含有接收信号的多个路径的延迟层面分布，所要求的延迟位置相应于CIR搜索窗的中心，而所述CIR延迟相应于CIR的平均延迟。
3．在权利要求2中提出的方法，所述方法还包括下列步骤根据所估计的信道脉冲响应从多个路径中选出一些最佳路径；对每个所选路径根据它的相应延迟进行解调；以及将这些经解调的路径加以合并，产生一个解调的接收信号。
4．在权利要求2中提出的方法，所述计算步骤还包括对与所选路径相应的路径延迟和功率进行处理，按照下式下式确定所述平均延迟mean_delay 其中N为所选路径数，τk’∈(0,1,…,Nwindow-1)为路径延迟，而Pk为相应路径功率。
5．在权利要求1中提出的方法，所述方法还包括下列步骤对所述误差进行处理。
6．在权利要求5中提出的方法，其中所述处理步骤是利用一个线性低通滤波器执行的。
7．在权利要求5中提出的方法，其中所述处理步骤是利用一个非线性滤波过程执行的。
8．在权利要求7中提出的方法，其中所述非线性滤波过程包括按照下式根据所计算的平均延迟计算延迟离散度delay_spreaddelay_spread=Σk=1N(τk′-mean_delay)2·PkΣk=1NPk]]>其中N为所选路径数，τk’∈(0,1,…,Nwindow-1)为路径延迟，而Pk为相应路径功率；确定相继的延迟离散度之差；如果所述差小于或等于一个门限，将调整信号设置为所述误差信号；以及如果所述差大于这个门限，将调整信号设置为零。
9．在权利要求8中提出的方法，所述方法在当前延迟离散度为零而所述差小于或等于所述门限时还包括下列步骤在一个第一条件下将调整信号设置为调整幅度极限，其符号取决于所述误差的极性；以及在一个第二条件下将调整信号设置为所述误差信号。
10．在权利要求8中提出的方法，所述方法还包括下列步骤对调整信号进行积分；以及施加经积分的调整信号，改变所述搜索窗的位置。
11．在权利要求10中提出的方法，所述方法还包括下列步骤在所述积分步骤前对调整信号进行低通滤波。
12．在权利要求8中提出的方法，所述方法还包括下列步骤利用调整信号调整对于所选路径的延迟。
13．一种用于从多个扇区接收含有多个各有相应路径延迟的路径的信号的无线电接收机的方法，所述方法包括下列步骤对于每个扇区，利用一个信道估计器估计一个对于接收信号的信道脉冲响应(CIR)；为每个信道估计器规定一个关联的搜索窗，每个搜索窗限定一个含有接收信号的多个路径的延迟层面分布；从这些延迟层面分布的多个路径中选出一些最佳路径；根据这些所选路径计算一个延迟；确定所计算的延迟与一个所要求的延迟之间的误差；以及进行减小所述误差的调整。
14．在权利要求13中提出的方法，其中所要求的延迟位置相应于搜索窗的中心，而所计算的延迟相应于所选路径的平均延迟。
15．在权利要求13中提出的方法，其中所述与延迟层面分布关联的各个搜索窗都有相同的长度，而且是同步的，其中所述进行调整的5步骤还包括下列步骤产生一个调整信号，用来调整搜索窗位置，减小所述误差。
16．在权利要求13中提出的方法，所述方法还包括下列步骤对每个所选路径利用它的相应延迟进行解调；以及将这些经解调的路径加以合并，产生一个解调的接收信号。
17．在权利要求14中提出的方法，所述计算步骤还包括对与每个延迟层面分布的路径相应的路径延迟和功率进行处理，按照下式确定所述延迟层面分布的平均延迟mean_delay 其中N为所选路径数，τk’∈(0,1,…,Nwindow-1)为路径延迟，而Pk为相应路径功率；
18．在权利要求13中提出的方法，所述方法还包括下列步骤对所述误差进行处理。
19．在权利要求18中提出的方法，其中所述处理步骤是利用一个线性低通滤波器执行的。
20．在权利要求18中提出的方法，其中所述处理步骤是利用一个非线性滤波过程执行的。
21．在权利要求20中提出的方法，其中所述非线性滤波过程包括按照下式根据所计算的平均延迟计算延迟离散度delay_spreaddelay_spread=Σk=1N(τk′-mean_delay)2·PkΣk=1NPk]]>其中N为所选路径数，τk’∈(0,1,…,Nwindow-1)为路径延迟，而Pk为相应路径功率；确定相继的延迟离散度之差；如果所述差小于或等于一个门限，将调整信号设置为所述误差信号；以及如果所述差大于这个门限，将调整信号设置为零。
22．在权利要求21中提出的方法，所述方法在当前延迟离散度为零而所述差小于或等于所述门限时还包括下列步骤在一个第一条件下将调整信号设置为调整幅度极限，其符号取决于所述误差的极性；以及在一个第二条件下将调整信号设置为所述误差信号。
23．在权利要求21中提出的方法，所述方法还包括下列步骤对调整信号进行积分；以及施加经积分的调整信号，改变所述搜索窗的位置。
24．在权利要求23中提出的方法，所述方法还包括下列步骤在所述积分步骤前对调整信号进行低通滤波。
25．在权利要求21中提出的方法，所述方法还包括下列步骤利用调整信号调整对于所选路径的延迟。
26．一种用于接收具有多个路径的信号的无线电接收机的搜索窗跟踪单元，所述搜索窗跟踪单元包括一个接收与一些所选的接收信号的路径关联的延迟和幅度值、确定一个与所选路径相应的信道脉冲响应(CIR)的位置的处理器；一个确定CIR位置与一个用来对信道脉冲响应定位的搜索窗的位置之间的误差的误差检测器；以及一个进行减小所述误差的调整的控制器。
27．遵从权利要求26的搜索窗跟踪单元，其中所述控制器调整所述搜索窗的位置。
28．遵从权利要求22的搜索窗跟踪单元，其中所述控制器是一个线性低通滤波器。
29．遵从权利要求22的搜索窗跟踪单元，其中所述处理器确定信道脉冲响应的平均位置、搜索窗的中心位置和所述平均位置与所述中心位置之差。
30．遵从权利要求29的搜索窗跟踪单元，其中所述处理器还利用平均延迟确定CIR延迟离散度，而所述控制器利用所述CIR延迟离散度产生一个减小所述误差的调整信号。
31．遵从权利要求30的搜索窗跟踪单元，其中所述控制器为每次迭代根据平均延迟计算一个CIR延迟离散度，确定相继的延迟离散度之差，以及如果所述差小于或等于一个门限就将调整信号设置为误差信号而如果所述差大于这个门限就将调整信号设置为零。
32．遵从权利要求31的搜索窗跟踪单元，所述搜索窗跟踪单元还包括一个对调整信号进行积分的积分器，而其中所述经积分的调整信号用来改变所述搜索窗的位置。
33．遵从权利要求32的搜索窗跟踪单元，所述搜索窗跟踪单元还包括一个对积分前的调整信号进行滤波的低通滤波器。
34．一种无线电基站，所述无线电基站包括多个扇区，每个扇区都有一个或多个接收来自一个移动台的含有多个各具有相应延迟的路径的信号的天线；一个多路径搜索处理器，它包括每个扇区一个的信道估计器，每个信道估计器估计一个对接收信号的信道脉冲响应(CIR)和产生一个在一个CIR搜索窗内的延迟层面分布，以及一个根据每个信道估计器产生的延迟层面分布选择路径、产生每个所选路径的延迟和幅度的路径选择器；一个维护每个信道估计器的CIR的中心与信道估计器的相应搜索窗的中心对准的窗跟踪单元；以及一个对这些所选路径进行解调、将经解调的路径合并成一个合并的接收信号的解调器。
35．在权利要求34中提出的无线电基站，其中所述窗跟踪单元调整所述搜索窗，维护对准，而且按照对所述搜索窗的调整修改所选路径的延迟。
36．在权利要求34中提出的无线电基站，其中每个扇区包括两个分集天线，而所述基站还包括一个选择其中一个分集天线的扇区选择器。
37．在权利要求34中提出的无线电基站，其中每个搜索窗由N个与一定采样间隔数相应的延迟间隔限定。
38．在权利要求37中提出的无线电基站，其中所述窗跟踪单元根据所选路径计算平均延迟，确定平均延迟与N/2个延迟间隔之间的误差，以及调整每个搜索窗的位置，以便减小所述误差。
39．在权利要求38中提出的无线电基站，其中所述窗跟踪单元产生一个用来使每个搜索窗移位的调整信号，以减小所述误差。
40．在权利要求39中提出的无线电基站，其中所述窗跟踪单元包括一个控制器，用来为每次迭代根据平均延迟计算一个延迟离散度，确定相继的延迟离散度之差，以及如果所述差小于或等于一个门限就将调整信号设置为所述误差信号而如果所述差大于这个门限就将调整信号设置为零。
41．在权利要求40中提出的无线电基站，其中所述窗跟踪单元包括一个对调整信号进行积分的积分器，而其中所述经积分的调整信号用来改变所述搜索窗的位置。
全文摘要
本发明提供了一种用于CDMA无线电接收机的多路径搜索处理器的搜索窗延迟跟踪过程。对一个含有多个各有相应路径延迟的路径的接收信号估计出信道脉冲响应。搜索窗限定了含有接收信号的多个路径的延迟层面分布。对于所估计的信道脉冲响应(CIR)计算出一个平均延迟,确定平均CIR延迟与一个与CIR搜索窗的中心相应的所要求的延迟位置之间的误差。所进行的调整减小了这个误差,使得搜索窗的中心与平均CIR延迟对准。误差可以用线性(在一个实施例中)或者非线性(在另一个实施例中)方式处理,以充分减小误差和减小噪声的影响。非线性滤波过程包括对于窗延迟跟踪过程的与每个新的输入相应的每个处理循环根据平均CIR延迟计算出一个延迟离散度。确定出相继的延迟离散度之差。如果这个差小于或等于一个门限,就将调整信号设置为等于误差信号。或者,如果所述差大于这个门限,就将调整信号设置为零。因此,如果在这次迭代中延迟离散度明显不同于在上次迭代中的延迟离散度,就认为这次迭代中所计算出的新的误差样点是不可靠的,从而不进行调整。
文档编号H04B7/02GK1308790SQ9980819
公开日2001年8月15日 申请日期1999年4月29日 优先权日1998年5月1日
发明者B·波波维奇, G·弗兰克, M·舒尔埃斯特, G·克兰格 申请人:艾利森电话股份有限公司