专利名称：无线电数字信号接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线电数字信号接收机，更具体地讲，涉及一种用于根据在接收的C/N(此后，也表示为CNR)的误比特率改变载波再生环路的特性的数字式卫星广播接收机。
用于接收数字卫星广播的接收方式，例如，CS广播的接收方式，把在专用的ODU中使用的下变频器内部的本机振荡器的希望的相位噪声特性规定为4度内的相位噪声(θrms)，并且当相位噪声(θrms)在4度之内时，接收机的接收性能几乎不受影响。
另一方面，在数字卫星广播的接收方式中，可以使用现有的模拟广播ODU，但是现有ODU的性能一般不好。图4中示出了由“社团法人电波产业会(Association of Radio Industries and Business(缩写为ARIB)”抽样研究的现有天线的本机振荡器的相位噪声的特性分布曲线。
当前并不存在有关那些计划中的作为新方式的相位噪声的规格。但是，期望其具有与上述CS广播接收方式相同程度的相位噪声特性，并且当相位噪声不大于4度时，接收机的接收性能不受影响，则没有任何问题。但是，现有的ODU，特别是具有大的相位噪声(θrms)的本机振荡器使接收机的接收性能受到极大损伤。
图5中示出了在猝发码元接收中由ODU的下变频器内本机振荡器的相位噪声(θrms)对8PDK(网格编码8PSK)调制信号造成的临界C/N特性。在这里，把仅从间断发送的称为猝发码元信号的BPSK调制信号再生载波的方式称为猝发码元接收。图6中示出了由(本机振荡器)的相位噪声(θrms)对连续接收中8PSK调制信号造成的临界C/N特性。在这里，把一个一个地从接收信号再生载波的方式称为连续接收。
在图5中，用三类特性a,b和c中每一个的一个临界CNR示出了一个载波再生环路的特性。图5的特性a是使噪声带宽变窄时的临界C/N，当相位噪声超过15度时则不能接收信号。图5的特性c是使噪声带宽变宽时的临界C/N，即使在相位噪声在大约30度时也能接收信号，但是，与图5的特性a相比，在相位噪声小于10度时，固定恶化变大。图5中所示的特性b是声音带宽介于图5的特性a的情况与图5的特性c的情况之间的临界C/N。
从图5与图6的比较可以知道，在猝发码元接收的情况下，当由于载波再生环路的特性而使相位噪声变大时，接收性能显著恶化，而在连续接收的情况下，即使具有图5的特性a的噪声带宽，固定恶化也减小，并且接收性能提高。
现在说明数字BS广播接收机的接收方式。在数字BS广播方式中，将8PSK调制，QPSK调制和BPSK调制用作调制方式，并将其调制波按图7中所示那样进行时分多路复用和发送。
图7(a)示出了一个超帧的结构，其包括总共八个帧。在每个帧中，按顺序排列着一个由第一斜线表示的BPSK调制的帧同步码形(32码元)，一个用于判别传输和多路复用结构的BPSK调制的TMCC码形(128码元)，一个由第二斜线表示的BPSK调制的超帧判别码形(32码元)，一个203码元的主信号，一个由交叉斜线表示的BPSK调制的猝发码元信号(4码元)，以后是一个主信号和一个猝发码元信号的重复，由39936码元构成Ⅰ帧。图7(b)中所示，主信号是一个8PSK/QPSK/BPSK调制信号。
由于像8PSK/QPSK/BPSK调制信号这样的由其中要求的C/N(解调要求的C/N)随相位数改变为8,4和2而改变的调制方式的调制波被时分多路复用，因此，特别是在低C/N时，为了在难于接收相位数多的调制方式的情况下，补偿载波再生特性，以特定的周期(主要是以203码元的间隔)插入4码元的BPSK调制信号。这个4码元的BPSK调制信号被称为猝发码元信号，并且如上所述，仅从被称为猝发码元信号的BPSK调制信号再生载波的方式被称为猝发码元接收。
如上所述，在相位噪声很少之处，无论是在猝发码元接收或是连续接收的情况下，接收性能(临界CNR)几乎都不变化，而不会产生问题。但是，在有许多相位噪声的地方，猝发码元接收与连续接收十分不同，就存在临界CNR随着载波再生环路的特性a,b和c发生很大的波动的问题。
下面进一步详细描述这个问题。通过插入到载波再生环路中的AFC电路来扫描载频，建立帧同步，并且当通过猝发接收进行载波再生时，可以检查到主信号的里德-索罗门(Reed-Solomon)差错。如果接收的CNR是良好的，那么里德-索罗门差错将被消除，并使接收方式从猝发码元接收切换到连续接收。
然而，当把图5的特性a选为载波再生环路特性时，在相位噪声大的情况下，将发生里德-索罗门差错，从而接收方式不能切换到连续接收。结果，无限期地不再生主信号。应当注意，图5和图6中所示临界CNR所表示的意义是其中在网格解码之后的差错率是2×10-4并且在其后进行解码的里德-索罗门解码后成为无差错的临界值。
另一方面，当把图5的特性c选为载波再生环路的特性时，即使相位噪声大，如果接收的CNR良好，里德-索罗门差错也会被消除，因而可以将接收方式切换到连续接收。但是，通过比较图5的特性c和图6的特性可以知道，由于无论相位噪声特性如何，猝发接收的临界CNR值与连续接收的临界CNR值不同，因此，当切换接收方式时，将发生滞后现象。
但是，在不清楚最终使用哪种类型的ODU的情况下，为了无论使用何种类型的接收方式，都能获得基本接收。采用后者，即，图5中所示的(c)作为载波再生环路的特性是安全的。结果，尽管使用了只是数字式的或是现有高性能的ODU，也会产生接收性能不能改进的问题。
本发明的目的在于，提供一种在连接专用ODU或现有高性能ODU时能够获得最佳接收的数字式卫星广播接收机。
发明综述根据本发明的无线电数字信号接收机的特征在于，它包括，用于在连接到无线电数字信号接收机的一个接收端子的室外单元的接收时，从数字信号的解码差错率判定相位噪声特性的装置，和用于基于判定的室外单元的相位噪声特性，来设定载波再生环路特性的装置。
在本发明的无线电数字信号接收机的优选实施例中，上述判定装置在从猝发码元信号再生载波的猝发码元接收模式中，当接收的CNR具有一个预定值时，根据特定的多相PSK调制信号的误比特率，来判定室外单元的相位噪声特性。
上述设定环路特性的装置优选地设定插入到载波再生环路中的一个环路滤波器的滤波系数。
此外，在优选实施例中，上述猝发码元信号是一个BPSK调制信号，并且上述特定多相PSK调制信号是一个8PSK调制信号。
图1是显示根据本发明的一个优选实施例的数字卫星广播接收机中的载波再生部的构造的方框图；图2是说明根据本发明的一个优选实施例的数字卫星广播接收机的操作的流程图；图3是显示在根据本发明的一个优选实施例的数字卫星广播接收机的猝发码元接收中由于8PSK调制信号的相位噪声造成的误比特率的特性曲线图；图4是一个ODU的相位噪声特性的分布曲线图；图5是显示在猝发码元接收中8PSK调制信号的相位噪声造成的临界CNR的特性曲线图；图6是在连续接收中8PSK调制信号的相位噪声造成的临界CNR的特性曲线图；和图7是显示数字卫星广播中一种调制信号排列类型。
图1是显示根据本发明一个优选实施例的数字卫星广播接收机中的载波再生部的结构的方框图。
在一个调谐器部中把经过正交检波和A/D转换的基带信号I,Q输入到一个复数运算电路1中，在复数运算电路1中对基带信号I,Q，一个正弦波数据sinθ(它是从一个数控振荡器(NCO)2输出的实际再生的载波数据)，和一个余弦波数据cosθ，进行Ir(=Icosθ+Qsinθ)运算和Qr(=Isinθ+Qcosθ)运算，并且进行准同步检波，从而从复数运算电路1输出基带信号Ir,Qr。
把从复数运算电路1输出的基带信号Ir,Qr分别提供到由数字滤波器构成的带限滤波器3-1,3-2，进行频带限制。把在带限滤波器3-1,3-2中限带的基带信号Id,Qd提供到解码器4,CNR测量电路5和相位误差检测电路6。解码器4执行帧同步码形和TMCC码形的解码，并把解码产生的8PSK信号传送到网格解码器7，同时也把一个用于判别它是8PSK,QPSK还是BPSK调制信号的调制判别数据传送到一个包括一个微机的控制电路8，并把启动信号传送到一个环路滤波器9。
CNR测量电路5通过输入的基带信号Id,Qd基于向量分布来测量CNR，并把基于CNR的CNR数据传送到控制电路8。相位误差检测电路6实际上是一个查阅表，并且把相位误差数据传送到控制电路8和环路滤波器9，相位误差数据是一个包括输入的基带信号Id,Qd的接收点与一个将要使接收信号汇聚的点之间的相位差。网格解码器7格解码8PSK调制信号，并把8PSK调制区间中的传输路径的误比特率数据(BER)传送到控制电路8。
另一方面，把相位误差检测电路6中检测出的相位误差数据发送到由一个数字滤波器构成的环路滤波器9。把在环路滤波器9中经滤波处理过的环路滤波器9的输出传送到一个自动频率控制电路10，并把从自动频率控制电路10的输出传送到数字控制振荡器2。数字控制振荡器2基于从自动频率控制电路10的输出，输出一个sinθ数据和一个cosθ数据，并把它们提供到复数运算电路1。
由复数运算电路1对接收了来自一个固定频率振荡器的振荡输出、经过正交检波、并且以固定频率振荡器的振荡频率与实际载频之间的差频旋转的基带信号I,Q，以及从数控振荡器(NCO)2输出的sinθ数据和cosθ数据进行运算，进行与上述旋转方向相反的旋转，而生成并输出同步的基带信号Ir,Qr。
控制电路8将指示处于正常接收状态的正常接收信号传送到解码器4，并且在接收从解码器4输出的调制判别数据，从CNR测量电路5输出的CNR数据，从相位误差检测电路6输出的相位误差数据，和从网格解码器输出的误比特率数据，在其不处于正常接收状态时，控制自身在猝发码元接收状态，并且在猝发码元接收期间使解码器4向环路滤波器9提供启动信号，从而将环路滤波器9控制在启动状态。
此外，控制电路8接收调制判别数据，CNR数据，相位误差数据和误比特率数据，当其不在正常接收状态时，控制自身在猝发码元接收状态，同时，基于CNR数据和误比特率数据，它功能地包括用于实际检测ODU的相位噪声特性的检测装置，和用于基于检测的ODU的相位噪声特性控制环路滤波器9的滤波系数，设定载波再生环路的特性的设定装置，从而基于ODU的相位噪声特性将环路滤波器9的滤波特性设定到最佳滤波特性。控制电路8也把控制信号发送到自动频率控制电路10，和执行载频的扫描。
再如，在CNR为15dB时，猝发码元接收中8PSK的相位噪声造成的比特误差率特性如图3中所示。图3中的特性a,b和c是分别设定到图5的特性a,b和c的情况下的误比特率。图3中的特性a相当于图5的特性a，图3中的特性b相当于图5的特性b，和图3中的特性c相当于图5的特性c。
接下来根据图2说明根据本发明一个优选实施例的数字卫星广播接收机的操作。
在初始状态，也就是说，当接收状态不是正常接收状态时，将其控制为猝发码元接收状态，并且把环路滤波器9控制为启动状态，接着将环路滤波器9的滤波系数设定到载波再生环路的特性相当于图5的特性c的特性(步骤S1)。在步骤Sl之后，从CNR数据确定接收的CNR，并且进行等待，直到确定的CNR成为比如15dB，当确定的CNR成为15dB时(步骤S2)，对传输和多路复用结构控制(TMCC)码形进行解码(步骤S3)，并且确认8PSK信号的存在(步骤S4)。
接下来，猝发接收8PSK调制信号，并且检测它的误比特率数据(步骤S5)。这个误比特率数据是传输路径的裸误比特率，并且能够从网格解码器7获得。对比特差错率进行检查，以确定它是否好于用于接收的CNR的误比特率(步骤S6)。这是把载波再生环路的特性设定到特性c的情况并且例如检查检测的误比特率以确定它是否等于或小于8×10-3。
在步骤S6中，当确认检测的误比特率好于用于接收的CNR的预定误比特率时，也就是说，例如，当确认误比特率等于或小于6.8×10-3时，判定连接到接收机的ODU的相位噪声特性是好的，从而把环路滤波器9的滤波系数设定到载波再生环路的特性相当于图5的特性b的特性。然后，再次猝发接收8PSK调制信号，并检测其误比特率(步骤S7)，并且检查检测的误比特率以确认它是否好于预定的误比特率(步骤S8)。这是把载波再生环路的特性设定到特性b的情况，并且例如，检查检测的误比特率以确认它是否等于或小于5.5×10-3。
在步骤S6中，当确认检测的误比特率不好于用于接收的CNR的预定误比特率时，也就是说，例如，当确认检测的误比特率大于6.8×10-3时，判定连接到接收机的ODU的相位噪声特性不好，从而使载波再生环路的特性保留在图5的特性c的设定，解除猝发接收模式，因而执行一种正常接收模式，以执行正常接收(步骤S13)。
在步骤S8，当确认检测的误比特率好于用于接收的CNR的预定误比特率，也就是说，当确认检测的误比特率等于或小于5.5×10-3时，判定连接到接收机的ODU的相位噪声特性相当好，从而把环路滤波器9的滤波系数设定到载波再生环路的特性相当于图5的特性a的特性。然后，再次猝发接收8PSK调制信号，并检测其误比特率(步骤S9)，并且检查检测的误比特率，以确定它是否好于预定的误比特率(步骤S10)。这是把载波再生环路的特性设定到特性a的情况，并且例如，检查检测的误比特率以确定它是否等于或小于4.5×10-3。
在步骤S8，当确认检测的误比特率不好于用于接收的CNR的预定误比特率时，也就是说，例如，当确认检测的误比特率大于5.5×10-3时，判定连接到接收机的ODU的相位噪声特性不好，从而把载波再生环路的特性恢复到图5的特性c的设定(步骤S11)，并且解除猝发接收模式，从而执行正常接收模式，以开始正常接收(步骤S13)。
在步骤S10，当确认检测的误比特率好于用于接收的CNR的预定误比特率时，也就是说，例如，当确认检测的误比特率等于或小于4.5×10-3时，判定连接到接收机的ODU的相位噪声特性是好的，从而把载波再生环路的特性保留在图5的特性a的设定，解除猝发接收模式，因而执行正常接收模式，以开始正常接收(步骤S13)。
在步骤S10，当确认检测的误比特率不好于预定的误比特率，也就是说，例如，当确认检测的误比特率大于4.5×10-3时，判定连接到接收机的ODU的特性不好，从而把载波再生环路的特性恢复到图5的特性b的设定(步骤S12)，并且解除猝发接收模式，从而执行正常接收模式，以开始正常接收(步骤S13)。
如上所述，按照根据本发明的实施例的一个方面的数字卫星广播接收机，当接收条件好(在高CNR)时，在猝发接收模式中接收8PSK调制信号，并且测量它的误比特率，以实际求出连接到接收机的ODU的相位噪声。因此，这样测量的相位噪声具有可靠性，并且在仅使用数字式，或现有高性能ODU的情况下，能够设定到载波再生环路的最佳特性，从而减低了接收临界CNR，并提高了接收的可能性。此外，由于即使在接收期间也不将相位噪声设定到超过临界CNR的载波再生环路的特性，所以即使在接收过程中进行相位噪声测量，也没有问题。因此，当ODU的相位噪声特性良好时，可以将在同一接收条件下但由于接收方式的差异(猝发和连续)造成的误比特率上的离散限制到最小。
如上所述，按照根据本发明的无线电数字信号接收机，实际检测ODU的相位噪声特性，并且把检测的ODU的相位噪声的特性设定到载波再生环路的最佳特性，从而到达降低接收的临界CNR并提高接收性能的效果。
如上所述，尽管仅以数字卫星广播接收机为例，对本发明的构造和操作进行了说明，但是本发明的应用并不限于数字卫星广播接收机。应当理解，本发明的技术范围并应不限于上面举例的实施例，本发明可以广泛地应用于不脱离其基本原理的所有无线电数字接收机。
权利要求
1．一种无线电数字信号接收机，包括用于从数字信号的解码差错率判定连接到无线电数字信号接收机的接收端子的室外单元的接收时的相位噪声特性的装置；和用于基于判定的室外单元的相位噪声特性来设定载波再生环路特性的装置。
2．根据权利要求1所述的无线电数字信号接收机，其中所述判定装置在从猝发码元信号再生载波的猝发码元接收模式中，在接收的C/N具有一个预定值时，基于一个规定的多相PSK调制信号的误比特率来判定室外单元的相位噪声特性。
3．根据权利要求1或2所述的无线电数字信号接收机，其中所述设定环路特性的装置设定一个插入到载波再生环路中的环路滤波器的滤波系数。
4．根据权利要求3所述的无线电数字信号接收机，其中所述猝发码元信号是BPSK调制信号。
5．根据权利要求3所述的无线电数字信号接收机，其中所述规定的多相PSK调制信号是8PSK调制信号。
6．一种无线电数字信号接收机，包括一个载波再生器，一个用于解调接收的调制波信号的解调器，和一个用于从解调信号取出数字信号的解码器，进一步包括用于基于所述解调的信号来检测接收的调制信号的C/N的装置；用于检测数字信号的解码差错率的装置；用于在检测的C/N取为规定值时，判定所述数字信号的解码差错率的幅度的装置；和用于基于所述解码差错率的幅度的确定结果，来变更所述载波再生器的环路特性的装置。
7．根据权利要求6所述的数字无线信号接收机，其中待检测的所述解码差错率是从猝发码元信号再生载波的猝发码元接收模式中一个被解调的规定的多相PSK调制信号的误比特率。
8．根据权利要求6或7所述的无线电数字信号接收机，其中用于变更所述环路特性的装置变更插入到载波再生环路中的一个环路滤波器的滤波系数。
9．根据权利要求7所述的无线电数字信号接收机，其中所述猝发码元信号是BPSK调制信号。
10．根据权利要求7所述的无线电数字信号接收机，其中所述预定多相PSK调制信号是8PSK调制信号。
11．一种在通过利用再生的载波来解调接收的调制信号并从解调信号解码数字信号的无线电数字信号接收机中使用的信号处理方法，所述方法包括以下各步骤基于所述解调信号来检测所述接收的调制信号的C/N；判定所述检测的C/N是否与规定的值一致；当所述C/N与所述规定值一致时，检测所述数字信号的解码差错率；将检测的解码差错率的幅度与预定的阈值进行比较；以及基于所述比较结果来变更载波再生环路的特性。
全文摘要
一种即使连接任意室外单元也能获得最佳信号接收的数字卫星广播接收机。根据由一个网格解码器(7)在一个CNR测量电路(5)测量的CNR等于一个预定值时确定的8PSK调制信号的误比特率判定连接到数字卫星广播接收机的室外单元的相位噪声特性，和根据判定的室外单元的相位噪声特性，设定插入到载波再生环路的一个环路滤波器(9)的滤波系数。
文档编号H04L1/20GK1318243SQ99811020
公开日2001年10月17日 申请日期1999年9月17日 优先权日1998年9月18日
发明者白石宪一, 铃木章一, 堀井昭浩, 松田升治, 和田隆弘 申请人:株式会社建伍, 株式会社建伍Tmi