专利名称：约束包络数字通信传输系统及其方法
技术领域：
本发明一般涉及数字通信领域。更具体地，本发明涉及约束包络数字发射机电路的领域。
无线数字通信系统理想地应限制使用超过通信实际需求的频谱的任何部分。频谱的如此最大有效的使用允许每个给定频谱的最大数量的通信信道。然而，在实际世界中，由于不完善的信号放大而使一些频谱再增长(即，频谱带宽的增加)是不可避免的。
在无线通信系统中，已使用各种方法来使频谱的再增长为最小。一些常规的方法利用复合数字信号处理算法来以有利于使频谱再增长最小的某一方式来改变数字调制的传输信号。这样的复合算法非常适于低通过量的应用，例如小于0.1Mb/s(兆比特/秒)的应用，诸如声码器或其它音频数据的传输。这是因为低通过率允许码元之间的足以使处理器执行大量与时常重复的计算来进行所要求的信号修改的时间。不幸地，诸如高速视频数据传输的高通过量应用(即，大于0.1Mb/s的应用)不能使用复合处理算法，这是因为处理较高数据速率所要求的处理功率是不实际的。
数字信号处理方法可以与脉冲串信号的传输一起使用。利用脉冲串传输，脉冲串之间的空隙时间可以用于根据整个脉冲串执行必要的复合计算。在使用连续(与脉冲串相反)传输时，该方法是不实际的。
使频谱带宽最小的后调制脉冲整形的常规形式利用Nyquist(奈奎斯特)滤波的某一方式，诸如Nyquist、根Nyquist、升余弦滚降等。Nyquist类型滤波器因为提供接近理想的频谱约束波形和可忽略的码元间干扰因而是所需要的。这通过以来自任何给定相位点数据的能量在合适的波特间隔抽样时刻上不干扰前面与后面相位点数据的能量的方式在许多单元波特间隔上扩展单个构象相位点的数据来实现。
传输电路中Nyquist类型滤波的使用产生包含具有频谱约束波形的脉冲波形的滤波信号流。Nyquist类型脉冲波形的带宽约束的程度是额外带宽因子(excess bandwidth factor)α的函数。α的值越小，脉冲波形的频谱再增长约束越大。因此希望具有尽可能小的α值。然而，在α的值降低时，频谱约束波形幅度与频谱无约束波形幅度之比增加。频谱无约束波形是不采取措施来减少频谱再增长时得到的波形。典型的设计使用0.1-0.5的α值。对于0.2的示例性α值，频谱约束波形的幅度约为无约束波形的1.8倍。这意味着对于1.0的标准化频谱无约束波形幅度功率，发射机输出放大器必须实际上能提供3.24(1.82)的输出功率来精确地发送频谱约束波形，这提出几个问题。
对发射机输出放大器加偏置以使最大频谱无约束波形(1.0标准化)在或靠近放大器的线性区域的顶部时，所有“过功率”将在放大器饱和时被限幅。这样的限幅引起频谱再增长的明显增加，排除了Nyquist类型滤波的使用。
对偏置发射机输出放大器加偏置以使最大频谱约束波形(1.8标准化)在或靠近放大器的线性区域的顶部时，该频谱无约束波形只在放大器峰值线性功率的56％(即，1/1.8)上，这导致输出放大器的无效使用。
而且，对发射机输出放大器加偏置以使频谱约束波形在或靠近放大器的线性区域的顶部，要求输出放大器具有比频谱无约束波形的传输所要求的功率高得多的功率。这样的较高功率放大器固有地比低功率放大器昂贵。
本发明的一个优点在于提供一种电路与方法，允许对发射机输出放大器加偏置，以使频谱无约束波形在或靠近放大器的线性区域的顶部而不引起频谱约束波形的限幅。
本发明的另一优点在于提供一种电路与方法，允许频谱约束波形具有与频谱无约束波形大致相同的幅度而不显著增加频谱再增长。
本发明的另一优点在于提供一种电路与方法，允许频谱约束波形与连续传输方案一起使用。
本发明的另一优点在于提供一种电路与方法，允许发射机输出放大器的有效使用，从而对于给定输出放大器和给定带宽约束允许比以前可行的更高的功率输出。
本发明的另一优点在于提供一种电路与方法，允许发射机输出放大器的有效使用，这允许较低功率放大器用于实现给定带宽约束，因而显著节省其费用。
利用约束包络数字通信发射机电路以一种示例形式实现了这些与其它优点。此电路包括构造一个相位变换器，以便为每一个连续单元波特间隔生成一个相位点。第一脉冲扩展滤波器耦合到此相位变换器并构造为生成滤波信号流，在此滤波信号流中将来自每个相位点的能量扩展在多个单元波特间隔上。第二脉冲扩展滤波器具有响应于此滤波信号流的输入并构造为生成约束带宽误差信号流。构造一个组合电路以组合此滤波信号流与约束带宽误差信号流。
通过结合附图参阅具体的描述与权利要求书可以更全面理解本发明，其中相同的标号在整个附图中指类似的项目，其中
图1描述根据本发明最佳实施例的数字通信系统的简化方框图；图2描述根据本发明最佳实施例的约束包络数字通信发射机电路的方框图；图3描述表示根据本发明最佳实施例的12个示例性连续变换相位点上正交相位点信号流的轨迹的16-P-APSK构象；图4描述根据本发明最佳实施例的多个信号流；图5描述表示根据本发明最佳实施例的图3的12个连续变换相位点上滤波信号流的示例性轨迹的图3的相位点构象；图6描述根据本发明最佳实施例的一对Nyquist类型数据脉冲串；和图7描述表示根据本发明最佳实施例的图3的构象的相位点的约束包络相位点概率的噪声影响构象。
图1描述数字通信系统20的简化方框图，而图2描述根据本发明最佳实施例的约束包络数字通信发射机电路22的方框图。下面的讨论参见图1与2。
如图1所示的数字通信系统20包括一起构造为调制与发送射频(RF)广播信号26给接收机天线28与接收机电路30的发射机电路22与发射机天线24，此接收机天线28与接收机电路30一起构造为接收与解调RF广播信号26。本领域技术人员将认识到所述系统20的实施例是仅用于讨论目的的一个简化示例。在正常使用时，系统20有可能是由许多其他组成部分与广播信号构成的复合系统。将认识到这样的复合通信系统用于系统20无论如何不背离本发明的精神或所附权利要求书的范畴。而且，不要求信号26是RF信号，这是因为本发明的教导也可以应用于电缆与有线线路数字通信。
发射机电路22具有提供二进制输入信号流34的二进制数据源32。二进制数据源32可以是产生输入信号流34的任何电路、装置或其组合。输入信号流34由可以以任何所需方式进行预先编码的二进制数据组成。即，输入信号流34可以由未编码、链接编码、Reed-Solomon块编码或使用的通信方案所希望或所要求的任何其它形式编码的数据组成。
在该最佳实施例中，输入信号流34是传送到卷积编码器36的输入端的连续数据流(与脉冲串数据相反)。卷积编码器36将输入信号流34卷积编码(例如，Viterbi编码)为编码信号流38。发射机电路22中卷积编码器36和接收机电路30中同样的卷积解码器(未示出)的使用以本领域技术人员公知的方式显著减少整个信号的误码率。然而，在一些可选择实施例中编码器36可采用涡轮编码或其它类型的编码，并且在其他可选择实施例中可以一起省略卷积编码器36。
交错器40临时去相关编码信号流38以产生交错信号流42。即，组成二进制信号流的码元在发射机电路22中临时进行去相关(即，分离)并在接收机电路30中临时进行相关。这样做，以使下面讨论的利用下行发射机部分产生的相关误差随后在接收机电路30中进行卷积解码之前通过位于接收机电路30中的互补去交错器进行去相关。
在该最佳实施例中，交错信号流42传送到相位变换器44的输入端。本领域技术人员将认识到例如在省略卷积编码器36时，交错器40不是发射机电路22的所有实施例中所希望的。在省略交错器40时，将编码信号流38直接传送到相位变换器44的输入端。当省略卷积编码器36与交错器40时，二进制输入信号流直接传送到相位变换器44的输入端。
图3描述16个相位点极化振幅和相移键控(16-P-APSK)构象46，表示根据本发明最佳实施例的12个示例性顺序相位点52上的正交相位点信号流50(图2)的轨迹48。下面的讨论参见图2-3。
相位变换器44将出现在交错信号流42、编码信号流38或输入信号流34中的码元(即，二进制数据单元)变换为相位点构象46中的相位点54。虽然构象46在图3中描述为16-P-APSK构象，但本领域技术人员将认识到本发明的电路与方法可应用于所有形式的构象。本发明在与具有不同幅度的相位点环的构象(即，振幅与相移键控(APSK)构象)一起使用时特别有益。这因为要求信号的振幅调制的APSK构象希望使用线性放大器来再生那个振幅调制而是真实的。
构象46中的每个相位点54表示多个码元，在此示例中为四个码元。给定相位点54中的码元的值以本领域技术人员公知的方式确定那个相位点54在构象46中的位置。
每个正交相位点54可以认为具有在笛卡儿坐标系统中表示为I,Q的矢量值，其中I为同相(横坐标)值，而Q为此矢量的正交(纵坐标)值，或认为具有在极坐标系统中表示为M,φ的矢量值，其中M为幅度，而φ为此矢量的相角。在本讨论中，将始终使用M,φ设计，这是因为矢量幅度是讨论最多的矢量分量。
在图3的示例性16-P-APSK构象46中，每个相位点54驻留在外环56或内环58上。驻留在外环56上的相位点54是外环或最大幅度相位点60。即，外环相位点60具有利用外环56的半径表示的最大值(M的最大值)。为讨论目的，外环相位点60的幅度标准化为1.00。
内环相位点62(即，驻留于内环58上的那些相位点54)具有利用内环58的半径表示的较小幅度。对于图3所示的示例性16-P-APSK构象46，在外环相位点60幅度标准化为1.00时，内环相位点62的幅度可以希望为大约0.63。
图4表示根据本发明最佳实施例的多个信号流。下面的讨论参见图2-4。
相位变换器44的输出是相位点信号流50。相位变换器44每个单元波特间隔64处理一个相位点54。即，相位点信号流50由一串连续相位点脉冲66组成，每个相位点脉冲66表示其前沿隔开一个单元波特间隔64的一个相位点54。本领域技术人员将认识到相位点信号流50的其它实施例同样是有效的，所使用的实施例取决于产生与处理相位点信号流50的电路，以及这个或任何其它信号流的其它实施例的使用不违背本发明的精神也不脱离所附权利要求书的范畴。
图3与4表示代表发射机电路22(图2)处理的随机数据流的一串12个示例性顺序相位点52。这12个示例性相位点52临时驻留在标记为t0,t1,t2,t3,t4,t5,t6,t7,t8,t9,t10与t11的连续位置上。这些标记表示单元波特间隔64上的顺序整数时间，即整数波特时间，并表示相位点脉冲66的前沿时间。在此讨论中为简化起见，在时间tN出现的任何事件应称为“事件tN”。例如，在时间t2出现的示例性相位点52应称为相位点t2，并且其前沿在时间t2出现的相关相位点脉冲66应称为相位点信号脉冲t2。换句话说，在时间t2，相位点t2计时并且相位点信号脉冲t2开始。在一个单元波特间隔64之后，在时间t3，相位点t3计时并且相位点脉冲t3开始。此处理利用图3所示的12个示例性相位点t0-t11和图4的相位点信号流50中所示的12个相应相位点信号脉冲t0-t11无限地继续。
相位点t0是外环相位点60。相位点信号脉冲t0因此具有外环幅度68。以同样的方式，相位点t1是内环相位点62并且相位点信号脉冲t1具有内环幅度70。下表1表示相位点信号脉冲t0-t11的幅度。
表1--相位点脉冲幅度相位点信号流50通过构象46影响轨迹48，轨迹48又与单元波特间隔64上每个示例性相位点t0至t11的位置一致。在图3中，轨迹48描述为影响相邻示例性相位点52之间的最小距离(直线)路径。本领域的技术人员将认识到如此描述轨迹48只为了简明起见，而在实际应用中，轨迹48以不连续方式在示例性相位点52之间瞬时跳跃或快动。
图5描述表示根据本发明最佳实施例的在12个示例性顺序相位点52上的滤波信号流74(图2)的轨迹72的扩展相位点构象46’。下面的讨论参见图2-5。
在此最佳实施例中，相位点信号流50传送到脉冲扩展滤波器76的输入端，此滤波器最好实现为Nyquist类型滤波器，诸如Nyquist、根Nyquist、升余弦滚降等滤波器。如图5所示，脉冲扩展滤波器76将相位点信号流50滤波为滤波信号流74。在也称为多音频调制(MTM)系统的正交频分多路复用(OFDM)系统中，脉冲扩展滤波器76可以使用复周转换器或等效电路来实现。
根据本领域技术人员所熟知的Shannon理论，脉冲扩展滤波器76为接收的每个输入相位点脉冲66至少产生两个(在此最佳实施例中仅为两个)输出滤波信号脉冲78，即滤波信号流74的复合样本。这表示在图4中，其中滤波信号流74每个单元波特间隔64拥有两个滤波信号脉冲78。在此最佳实施例中，滤波信号脉冲78由交替的工作时间脉冲80(即，整数单元波特间隔64上的滤波信号流的样本)和不工作时间脉冲82(即，整数单元波特间隔之间的滤波信号流74的样本)构成。实际上，滤波信号流74由两个交错数据流(即，工作时间信号流84和不工作时间信号流86)组成。
工作时间信号流84实质上是相位点信号流50的一个版本，其中每个相位点脉冲66在从一个单元波特间隔64至半个单元波特间隔88的时间期间可能已减少而变成工作时间脉冲80，同时保持基本上相同的相对前沿时间。即，滤波信号脉冲t0实质上具有与具有约一半时长的相位点脉冲t0相同的幅度和实质上相同的前沿时间。然而，利用不采用纯Nyquist滤波器的Nyquist类型滤波器，工作时间信号流84将不恰好是相位点信号流50的版本。当然，本领域技术人员将认识到可以将信号流74与84从信号流50延迟滤波器76施加的延迟时间，并且信号流84与86可以保持为独立的并行流，其中每个脉冲实质上呈现相位点脉冲66的时长。
利用脉冲扩展滤波器76生成工作时间脉冲80与不工作时间脉冲82有效地利用工作时间相位点90(圆形)和不工作相位点92(矩形)定位于扩展构象46’(图5)中。构象46(图3)的原始相位点54(即，传送将由发射机电路22传递的智能的相位点)是扩展构象46’的工作时间相位点90。
加到扩展构象46’上的是工作时间相位点92，而每个不工作时间相位点92出现或反而传送此智能来定义大约在连续工作时间相位点90之间的中间时间的信号。因此，示例性顺序相位点52变成示例性滤波相位点94。示例性滤波相位点94由交替的示例性工作时间滤波相位点96与示例性不工作时间滤波相位点98组成，并且驻留在或反而传送此智能以定义标记为t0,t0.5,t1,t1.5,t2,t2.5,t3,t3.5,t4,t4.5,t5,t5.5,t6,t6.5,t7,t7.5,t8,t8.5,t9,t9.5,t10,t10.5和t11的时间连续位置上的信号。在图5中，示例性不工作时间滤波相位点96位于整数波特时间(t0,t1,t2，等)上，而示例性不工作时间滤波相位点98位于小数波特(非整数波特)时间(t0.5,t1.5,t2.5，等)上。
约在连续工作时间相位点90之间的中间时间上的不工作时间相位点92的生成使滤波信号轨迹72得到具有大于外环幅度68的本地峰值幅度99的偏移，这样的偏移出现是因为在任何给定时刻上轨迹72的中间位置不仅是那些相位点54靠近那个位置的结果也是多个相位点54在那个时刻之前与之后的结果。即，在此最佳实施例中，不仅利用相位点t2与t3的位置而且也利用在相位点t2.5之前的许多相位点54(即，相位点t2,t1.5,t1,t0.5等)的位置和在相位点t2.5之后的许多相位点54(即，t3,t3.5,t4,t4.5等)的位置来确定时间t2.5(即，与不工作时间相位点t2.5一致)上轨迹72的位置。
此现象表示在图6中，图6表示根据本发明最佳实施例的一对Nyquist类型数据脉冲串100。下面的讨论参见图2、4、5与6。
在此最佳实施例中，脉冲扩展滤波器76实现为Nyquist类型滤波器。因此，在利用脉冲扩展滤波器76滤波单个相位点脉冲66时，将此单个脉冲66变换为在多个单元波特间隔64上扩展的Nyquist类型数据脉冲串100。数据脉冲串100在特定相位点脉冲66的主抽样时间(即，在用于相位点脉冲t2的时间t2)上获得数据脉冲串峰值102并在峰值数据脉冲串值102之前与之后的整数单元波特间隔64(即，在用于相位点脉冲t2的时间…，t-1,t0,t1与t3,t4,t5,…)上获得零数据脉冲串值104(即，等于零)是Nyquist类型滤波器的特性。以这种方式，在此定时时刻(时间t2)之前与之后的多个波特间隔64上扩展每个脉冲78的能量。
图6表示用于相位点脉冲t2与t3的Nyquist类型数据脉冲串100，其中数据脉冲串t2描述为实线，而数据脉冲串t3描述为虚线。例如，从图6中可以看出在时间t2上数据脉冲串t2的值是峰值数据脉冲串值102。在与时间t2隔开整数数量的单元波特间隔64的每个其他时间上，数据脉冲串t2的值是零。对于数据脉冲串t3出现类似的情况。
轨迹72的值在每个时刻上是那个时刻上所有数据脉冲串100的总和。在图6的简化的两个数据脉冲串示例中，利用虚线表示的轨迹72是数据脉冲串t2与数据脉冲串t3之和。由于数据脉冲串t2与t3在除了时间t2与t3之外的每个整数时间tN上是零，所以轨迹72的值在时间t2与t3之外也是零，在时间t2与t3分别假定为数据脉冲串t2与t3的峰值。
在整数波特时间之间的任何一个时刻上轨迹72的值是那个时刻上所有数据脉冲串100的值之和。例如，在只考虑两个数据脉冲串100的图6中，轨迹72具有是时间t2.5上数据脉冲串t2与t3的值之和的时间t2.5上的一个值。由于数据脉冲串t2与t3在时间t2.5都具有有效正值，所以轨迹72具有显然大于数据脉冲串t2或数据脉冲串t3的最大值的一个值。
由于轨迹72描述所有数据脉冲串100的和，所以轨迹72是描述这些数据脉冲串100的曲线形状(图6)的函数。即，轨迹72是任何给定点上滤波信号复合数字值的滤波信号峰值幅度分量的函数。数据脉冲串曲线的形状是脉冲扩展滤波器76的设计特性的额外带宽因数α的函数。α的值越小，轨迹72可能超过相邻数据脉冲串100的峰值数据脉冲串值102越多。脉冲扩展滤波器76的典型设计使用0.1-0.5的α值。对于相同取值的相邻相位点54和0.2的α值，最大偏移幅度105(即，轨迹72可能的本地峰值幅度99)大约是最大相位点幅度值的1.8倍。即，约束包络的幅度大约是无约束包络的1.8倍。在图3、4与6所示的最佳实施例中，工作时间相位点t2与t3均是具有1.00的标准化外环幅度68的外环相位点60。因此，不工作时间相位点t2.5可以具有1.8的标准化最大偏移幅度105。这表示忠实发送相位点t2.5而没有过分失真并且没有本发明的益处的发射机电路22将要求是发送表示最高幅度智能传送相位点54的相位点t2或t3所要求的功率的3.24(1.82)倍的输出功率，这表示可利用功率的无效使用。
下面的讨论参见图2、4与5。
不工作时间信号流86(即，滤波信号流74的一部分)从脉冲扩展滤波器76的输出端传送到不工作时间约束包络生成器106的输入端。不工作时间约束包络生成器106的任务是从不工作时间信号流86中生成不工作时间约束带宽误差信号流108。复合相加或组合电路110组合不工作时间约束带宽误差信号流108与滤波信号流74的延迟版本(下面讨论)以产生一个约束包络信号流112。约束包络信号流112有效地是利用大于诸如外环幅度68的预定幅度的幅度补偿轨迹72的偏移的滤波信号流74。
正交门限生成器118生成正交门限信号120。在此最佳实施例中，门限信号120是具有近似等于外环幅度68的值的稳态恒定信号。门限信号120用于建立不工作时间信号流86与之进行比较的基准。本领域技术人员将认识到门限信号120可以假定与比较中采用的方法与电路保持一致的许多形式与值。其他形式和/或其他值的使用不脱离本发明的精神也不脱离所附权利要求书的范畴。
门限信号120与不工作时间信号流86在不工作时间求和或组合电路122中进行组合以产生不工作时间差信号流124。不工作时间差信号流124由其值是等效的不工作时间脉冲82的值与门限信号120的值之间的差的一系列不工作时间差脉冲126组成。由于任何给定的不工作时间脉冲82可能具有大于、等于或小于门限信号120的值的一个值，所以不工作时间差信号流124通常由具有正、零与负值的不工作时间差脉冲126的组合组成。
将不工作时间差信号流124传送到不工作时间鉴别器128的输入端以产生不工作时间误差信号流130。在此最佳实施例中，不工作时间误差信号流130是不工作时间差信号流124的偏差，其中具有正值的所有不工作时间差脉冲126作为不工作时间误差脉冲132不变地进行传送，而所有其他的不工作时间差脉冲126作为零值脉冲(即，消除)进行传送。换句话说，从脉冲中形成不工作时间误差信号流130，这些脉冲的定时与轨迹72超过门限信号120的偏移相符，并且这些脉冲的幅度对应于轨迹72超过门限信号120的程度。
随后将不工作时间误差信号流130传送到不工作时间脉冲扩展滤波器134的输入端或反而驱动此输入端。不工作时间脉冲扩展滤波器134在此最佳实施例中实质上与第一脉冲扩展滤波器76相同。即，在此最佳实施例中，脉冲扩展滤波器76与134实现为具有实质上相同的传递特性的Nyquist类型滤波器。不工作时间脉冲扩展滤波器134产生不工作时间约束带宽误差信号流108并完成不工作时间约束包络生成器106的动作。
在不工作时间约束包络生成器106内，不工作时间脉冲扩展滤波器134每个选择单元波特间隔64从不工作时间鉴别器128中接收一个不工作时间误差脉冲132。不工作时间脉冲扩展滤波器134随后将每个不工作时间误差脉冲132变换为在多个单元波特间隔上扩展的Nyquist类型误差脉冲。从单个误差脉冲132中得到的误差脉冲串信号具有图6所示的数据脉冲串的形状。由于不工作时间脉冲扩展滤波器134是Nyquist类型滤波器，所以每个误差脉冲串在特定不工作时间误差脉冲132的主抽样时间上(即，在用于误差脉冲t2.5的时间t2.5上)获得误差脉冲串峰值并在此峰值误差脉冲串值之前与之后的整数单元波特间隔64(即，在用于误差脉冲t2.5的时间…t-1.5,t0.5,t1.5，与t3.5,t4.5,t5.5,…)上获得零误差脉冲串值。以这种方式，每个不工作时间约束包络误差脉冲136的能量扩展在计时时刻(时间t2.5)之前与之后的多个波特间隔64上。这导致不工作时间误差信号流130变换为不工作时间约束带宽误差信号流108。不工作时间约束带宽误差信号流108由不工作时间约束包络误差脉冲136组成，此操作实质上与上述的相位点信号流50变换为滤波信号流74中脉冲扩展滤波器76的操作相同。
由于从不工作时间脉冲82中导出不工作时间约束包络误差脉冲136，所以误差脉冲串峰值与零值大约出现在整数波特时间之间的中间时间上，即，出现在波特时间t0.5,t1.5,t2.5等，因此出现在滤波信号流74的数据脉冲串峰值与零值102与104之间。
不工作时间约束带宽误差信号流108的产生完成不工作时间约束包络生成器106的操作。
滤波信号流74也传送到延迟单元138的输入端。延迟单元138产生延迟的信号流140，这是充分延迟以补偿不工作时间约束包络生成器106中和特别地不工作时间脉冲扩展滤波器134中遇到的传播与其他延迟的有效滤波信号流74。换句话说，延迟信号流140是与不工作时间约束带宽误差信号流108同步的滤波信号流74。
组合电路110组合延迟信号流140形式的滤波信号流74与不工作时间约束带宽误差信号流108以减少滤波信号流74的峰值幅度分量。所得到的约束包络信号流112由其值是相应滤波信号脉冲78与不工作时间约束包络误差脉冲136的值之间的差的一系列数字脉冲142组成，结果是在此最佳实施例中其值未明显超过扩展构象46’的外环幅度68的一系列数字脉冲142。在其他实施例中，此包络可以约束到任何希望的幅度。
在本发明的一些实施例中，某些外环相位点60可以具有大于外环幅度68的幅度，即，可以位于外环56之外。这种情况可以作为脉冲扩展滤波器76执行本领域技术人员公知的诸如根Nyquist滤波器的某些Nyquist类型功能的结果，在这样的实施例中，发射机电路22除了上述的不工作时间约束包络生成器106之外还包含工作时间约束包络生成器106’。
也是滤波信号流74的一部分的工作时间信号流84从脉冲扩展滤波器76的输出端传送到工作时间约束包络生成器106’的输入端。工作时间约束包络生成器106’的任务是从工作时间信号流84中产生工作时间约束带宽误差信号流108’。组合电路110将不工作时间与工作时间约束带宽误差信号流108与108’和延迟版本的滤波信号流74(下面讨论)组合以产生约束包络信号流112。
工作时间约束包络生成器106’以类似于不工作时间约束包络生成器106的操作方式操作。在工作时间复合求和或组合电路122’中组合门限信号120与工作时间信号流84以产生工作时间差信号流124’。将工作时间差信号流124’传送到工作时间鉴别器128’的输入端以产生一个工作时间误差信号流130’，随后将工作时间误差信号流130’传送到工作时间脉冲扩展滤波器134’的输入端，这产生工作时间约束带宽误差信号流108’。与不工作时间脉冲扩展滤波器134相同，工作时间脉冲扩展滤波器134’实质上与第一脉冲扩展滤波器76相同。
由于从工作时间脉冲80中导出工作时间约束包络误差脉冲(未示出)，所以误差脉冲串峰值与零值出现在整数波特时间上，即，出现在波特时间t1,t2,t3等上，因此出现在滤波信号流74的数据脉冲串峰值与零值102与104之间。
组合电路110组合延迟信号流140形式的滤波信号流74和工作时间约束带宽误差信号流108与108’，以减少滤波信号流74的峰值幅度分量。
可选择的实施例可以采用可选择的技术来生成用于与滤波信号流74组合的一个或多个约束带宽误差信号流。例如，在一个可选择的实施例中，可以省略工作时间约束包络生成器106’。在另一实施例中，不工作时间约束包络生成器106可以是出现在工作时间上的时间误差脉冲132。在另一实施例中，约束包络生成器106可以监视工作时间信号流84与不工作时间信号流86、预测何时在波特间隔64期间本地峰值幅度99出现、生成其相对幅度与预测的本地峰值幅度时刻成比例并进行计时以产生与工作时间信号流84同步的误差脉冲串峰值与零值的两个连续误差脉冲132。在此可选择实施例中，例如，如果发现滤波信号轨迹72超过门限信号120一个数量“X”，利用预测出现在第一工作时间滤波相位点96与第二工作时间滤波相位点96之间时长的25％上(即，工作时间滤波相位点96与后续不工作时间滤波相位点98之间时长的50％)的一个峰值，则幅度为0.75X的误差脉冲132可以计时为在第一工作时刻出现，并且幅度为0.25X的误差脉冲132可以计时为在后续工作时间上出现。在还一个实施例中，内插器可以用于每个波特生成大量的滤波信号流样值，并监视每个波特这大量的样值以便更准确地预测本地峰值幅度99的时刻。这些与其他等效可选择实施例包括在本发明的范畴内。
此方法的负面影响是整数单元波特间隔64上的轨迹72给构象46(图3)中的相位点54的位置加上信号有关的波特限制的噪声因数，这导致发射机电路22发送“噪声影响”相位点构象46’。在图7中，噪声影响构象46’描述为表示根据本发明最佳实施例的相位点54的约束包络相位点概率144。下面的讨论参见图2、3、5与7。
相位点概率144完全与相位点54驻留在构象46中一样驻留在噪声影响构象46”中，即，位于具有相同位置上的中心的同一结构中。给定相位点概率144内给定发送相位点145的实际位置是多种可变情况的函数，并且虽然稍微相关，但除了在某些特殊化情况中之外不容易预测此实际位置。实际上，对于给定相位点54，所导致的发送相位点145可能位于相位点概率144内的某一地方，即，位于具有与原始相位点54的位置一致的中心的不确定区域内。发送相位点145位于那个不确定区域内任何特定位置上的概率作为那个特定位置距原始相位点54的位置的距离的逆函数而变化。
对于任一给定相位点54，可以认为发送相位点145最靠近噪声影响构象46’内其理想化位置。即，约束包络信号流112的轨迹(未示出)在计时时刻通过最靠近示例性相位点t0,t1,t2等的最理想化位置。
相位变换器44产生的构象46的原始相位点54是扩展构象46’的工作时间相位点90(圆圈)。正是这些工作时间相位点90传送最终发送的RF广播信号26的信息。不工作时间相位点92(矩形)是限制频谱再增长所要求的脉冲扩展滤波器76的副产品并且实质上不传送智能。噪声影响构象46”的相位点概率144表示从工作时间相位点90中导出的发送相位点145的可能位置的结果区域。相位点概率144的中心与扩展构象46’内工作时间相位点90一样占据噪声影响构象46”内标准化位置。
发送相位点145相对相应工作时间相位点90的位置偏差表示位置误差的程度。此位置误差降低误码率并对发送不利。然而，约束包络信号流112中缺少具有显著大于外环幅度68(图4)的幅度的不工作时间相位点92对于给定带宽与功率放大器除了补偿发送相位点145的位置误差之外还允许功率输出的增加，这导致性能的净改善。
返回参见图2，将组合电路110的输出(即，约束包络信号流112)传送到实质上线性放大器146的输入端。实质上线性放大器146产生RF广播信号26，此信号26随后通过发射机天线24进行广播。在此最佳实施例中，实质上线性放大器146由数字线性化器148、数字-模拟变换器150和射频(RF)放大电路152组成。本领域技术人员将认识到实质上线性放大器146可以在除了上述之外的多个不同实施例之中的任何一个实施例中实现，并且这些不同实施例之中的任何一个实施例的利用不脱离本发明的意图也不脱离所附权利要求书的范畴。
在实质上线性放大器146内，数字线性化器148将约束包络信号流144改变为预失真数字信号流154，使预失真数字信号流154为非线性以补偿数字-模拟变换器150与RF放大电路152内的非线性，因此线性化实质上线性放大器146。
数字-模拟变换器150随后将预失真数字信号流154变换为模拟基带信号156。然后利用RF放大电路152将模拟基带信号156放大为RF广播信号26并通过发射机天线24发射此信号。
总之，本发明教导使用Nyquist类型滤波的发射机电路可以用于产生具有或接近所需构象的近似无约束包络幅度的幅度的约束包络的方法与，这使发射机输出放大器能进行偏置，以使最大无约束包络幅度在或靠近放大器的线性区域的顶部而不引起约束包络传输的限幅。这又产生更有效的输出放大器并增加给定输出放大器的功率输出。相反地，较低功率放大器可以用于提供与以前输出相同的输出功率，这显著节省输出放大器费用。
虽然已具体示出并描述了本发明的最佳实施例，但对于本领域技术人员来说显然可以在此进行各种修改而不脱离本发明的精神或脱离所附权利要求书的范畴。
权利要求
1．一种约束包络数字通信发射机电路(22)，包括相位变换器(44)，用于为每个连续单元波特间隔(64)生成一个相位点；第一脉冲扩展滤波器(76)，耦合到所述相位变换器(44)并且构造为生成其中来自每个相位点的能量在多个单元波特间隔(64)上进行扩展的滤波信号流(74)；第二脉冲扩展滤波器(134)，具有响应于所述滤波信号流(74)的输入并构造为生成约束带宽误差信号流(108)；和组合电路(110)，构造为组合所述滤波信号流(74)与所述约束带宽误差信号流(108)。
2．根据权利要求1的约束包络数字通信发射机电路，其中构造所述第一脉冲扩展滤波器(76)，以便一个脉冲输入使脉冲串峰值出现在一个时刻上并使脉冲串零值实质上出现在远离所述脉冲串峰值的整数单元波特间隔上。
3．根据权利要求1的约束包络数字通信发射机电路，其中均构造所述第一与第二脉冲扩展滤波器(76,134)，以便一个脉冲输入使脉冲串峰值出现在一个时刻上并使脉冲串零值实质上出现在远离所述脉冲串峰值的整数单元波特间隔上。
4．根据权利要求1的约束包络数字通信发射机电路，其中构造所述相位变换器(44)，以便所述相位点的一个部分(60)呈现出与所述相位点的另一部分(62)不同的幅度。
5．根据权利要求4的约束包络数字通信发射机电路，还包括耦合到所述组合电路(110)的实质上线性放大器(146)。
6．根据权利要求1的约束包络数字通信发射机电路，其中所述组合电路(110)构造为组合所述滤波信号流与所述约束带宽误差信号流，以减少所述滤波信号流的峰值幅度分量。
7．根据权利要求1的约束包络数字通信发射机电路，还包括耦合在所述第一与第二脉冲扩展滤波器(76,134)之间用于识别何时所述滤波信号流呈现超过一个门限值的幅度的装置(122)。
8．根据权利要求1的约束包络数字通信发射机电路，还包括耦合在所述第一与第二脉冲扩展滤波器(76,134)之间的鉴别器电路(128)，用于在所述滤波信号流呈现超过一个门限值的幅度时利用一个脉冲驱动所述第二脉冲扩展滤波器(134)，所述脉冲具有响应于所述滤波信号流与响应于所述门限的一个幅度。
9．根据权利要求1的约束包络数字通信发射机电路，还包括耦合到所述相位变换器(44)的一个交错器(40)。
10．根据权利要求1的约束包络数字通信发射机电路，还包括耦合在所述第一脉冲扩展滤波器(76)与所述组合电路(110)之间的延迟单元(138)。
11．在数字通信系统(20)中，用于发送约束包络通信信号(26)的一种方法，所述方法包括a)滤波相位点的信号流(50)以产生滤波信号流(74)，所述滤波信号流具有在多个单元波特间隔(64)上扩展的来自每个相位点(54)的能量；b)从所述滤波信号流(74)中生成一个约束带宽误差信号流(108)；c)组合所述滤波信号流(74)与所述约束带宽误差信号流(108)，以产生一个约束包络信号流(112)；d)放大所述约束包络信号流(112)，以产生所述约束包络通信信号(26)；和e)发送所述约束包络通信信号(26)。
12．根据权利要求11的方法，其中所述组合活动c)减少所述滤波信号流的峰值幅度分量。
13．根据权利要求11的方法，其中所述生成活动b)包括提供响应于所述滤波信号流(74)的误差脉冲(132)；和滤波所述误差脉冲(132)，以产生所述约束带宽误差信号流(108)，所述约束带宽误差信号流(108)具有在多个单元波特间隔(64)上扩展的来自每个误差脉冲的能量。
14．根据权利要求13的方法，其中所述提供活动在所述滤波信号流呈现超过门限(120)的幅度时生成至少一个所述误差脉冲，所述至少一个所述误差脉冲具有响应于所述滤波信号流幅度与响应于所述门限的幅度。
15．根据权利要求13的方法，其中构造所述相位点信号流滤波活动a)，以便一个所述相位点使数据脉冲串峰值出现在第一时刻上并使数据脉冲串零值实质上出现在远离所述数据脉冲串峰值的整数单元波特间隔上；和构造所述误差脉冲滤波活动，以便一个所述误差脉冲使误差脉冲串峰值出现在第一时刻上并使误差脉冲串零值实质上出现在远离所述误差脉冲串峰值的整数单元波特间隔上。
16．根据权利要求11的方法，还包括识别何时所述滤波信号流呈现超过门限信号(120)的幅度的活动。
17．在数字通信系统(20)中，用于发送约束包络通信信号(26)的一种方法，所述方法包括a)通过脉冲扩展滤波器滤波相位点的信号流(50)以产生滤波信号流(74)，所述滤波信号流具有在多个单元波特间隔(64)上扩展的来自每个相位点(54)的能量；b)识别本地峰值幅度，在这些本地峰值幅度上所述滤波信号流呈现超过门限信号(120)的幅度；c)为在所述识别活动b)中识别的每个本地峰值幅度生成一个误差脉冲d)在多个单元波特间隔上扩展来自所述误差脉冲的能量，以生成一个约束带宽误差信号流；和e)组合所述约束带宽误差信号流与所述滤波信号流，以减少所述本地峰值幅度。
18．根据权利要求17的方法，其中构造所述滤波活动a)，以便一个所述相位点使数据脉冲串峰值出现在第一时刻上并使数据脉冲串零值实质上出现在远离所述数据脉冲串峰值的整数单元波特间隔上；和构造所述扩展活动d)，以便一个所述误差脉冲使误差脉冲串峰值出现在一个时刻上并使误差脉冲串零值实质上出现在远离所述误差脉冲串峰值的整数单元波特间隔上。
全文摘要
一种约束包络数字通信发射机电路(22),其中二进制数据源(32)提供输入信号流(34),相位变换器(44)将输入信号流(34)变换为正交相位点信号流(50),此正交相位点信号流每个单位波特间隔(64)具有预定数量的码元并定义相位点构象(46)中的一个相位点(54),脉冲扩展滤波器(76)将相位点信号流(50)滤波为滤波信号流(74),约束包络生成器(106)从此滤波信号流(74)中生成约束带宽误差信号流(108),延迟单元(138)将此滤波信号流(74)延迟为与此约束带宽误差信号流(108)同步的延迟信号流(140),复合求和电路(110)将延迟信号流(140)与约束带宽误差信号流(108)相加为约束包络信号流(112),并且实质上线性放大器(146)放大此约束包络信号流(112)并作为射频广播信号(26)发送此约束包络信号流(112)。
文档编号H04L27/34GK1324539SQ99812605
公开日2001年11月28日 申请日期1999年8月3日 优先权日1998年8月28日
发明者R·D·麦卡利斯特, B·P·巴德克, B·A·科克兰 申请人:西科姆公司