DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及通信技术，尤其涉及一种离散傅里叶变换扩频正交频分复用（Direct FourierTransformerSpreadOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing,简称 DFT-s-OFDM)系统大频偏估计方法。
【背景技术】
[0002] 分时长期演进（TimeDivisionLongTermEvolution，简称TD-LTE)下行米用正 交频分复用（OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，简称OFDM)技术，上行米用 DFT-s-OFDM技术，OFDM系统具有抗符号间干扰（InterSymbolInterference，简称ISI)和 子载波间干扰（Inter-CarrierInterference,简称ICI)的同时具有低峰均比的优势。
[0003]LTE上行DFT-S-0FDM系统采用循环前缀（CyclicPrefix，简称CP)，能够克服由于 多径时延导致的ISI和ICI，但是基带信号由于多径效应和频率选择特性，会造成符号间的 干扰和子载波的不正交，上行载波泄露比较大，影响接收机的解调性能，具体为：
[0004] 由于发射机引入的直流分量会导致信号的零频位置产生一个冲击信号，从而会影 响频域资源块RB的自动检测；由于单个子载波的波动起伏比较大，而且未分配的子载波的 干扰也比较大，从而会影响频域分配RB的自动检测。
[0005] 鉴于此，如何克服符号间干扰和子载波间干扰，在不需要预知信号资源块分配及 子帧序号的情况下实现对信号的大范围且高精确度的频偏估计成为当前需要解决的技术 问题。
【发明内容】
[0006] 针对现有技术中的缺陷，本发明提供一种DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方 法，能够克服符号间干扰和子载波间干扰，在不需要预知信号资源块分配及子帧序号的情 况下实现对信号的频偏估计，扩大了频偏的范围，并且提高了估计结果的精确度。
[0007] 第一方面，本发明提供一种DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法，包括：
[0008] 将单载波频分多址SC-0FMA符号进行同步；
[0009] 利用同步后的SC-0FMA符号的循环前缀CP和数据部分的尾部Tail进行频偏估 计，获取小频偏，并将所述小频偏补偿到接收信号上；
[0010] 去除补偿后的接收信号中的载波泄露，对去除载波泄露后的接收信号进行资源块 RB自动检测，获得参考信号DMRS符号位置，根据接收机DMRS符号的频域RB分配子载波，获 取子载波整数倍大频偏Af2;
[0011] 根据接收机DMRS符号与本地不同11。3的根序列7；；,.(?)的冲激函数，在未知时隙号下 生成一个时隙的DMRS解调参考符号；
[0012] 根据1个子帧中的2个DMRS符号的平均相位差，获取精确频偏Af3，并获取大频 偏估计范围f;
[0013] 其中，f是通过第一公式计算得到的，所述第一公式为：
[0014] f=AAf2+Af3。
[0015] 可选地，所述将SC-OFMA符号进行同步，包括：
[0016] 根据SC-0FMA符号循环前缀CP的特点，使用滑动自相关的方法将SC-0FMA符号进 行同步。
[0017] 可选地，所述根据SC-0FMA符号循环前缀CP的特点，使用滑动自相关的方法将 SC-0FMA符号进行同步，包括：
[0018] 将SC-0FMA符号数据部分的尾部Tail与加入
【主权项】
1. 一种DFT-S-OFDM系统大频偏的精确估计方法，其特征在于，包括： 将单载波频分多址SC-OFM符号进行同步； 利用同步后的SC-OFM符号的循环前缀CP和数据部分的尾部Tail进行频偏估计，获 取小频偏，并将所述小频偏补偿到接收信号上； 去除补偿后的接收信号中的载波泄露，对去除载波泄露后的接收信号进行资源块RB 自动检测，获得解调参考信号DMRS符号位置，根据接收机DMRS符号的频域RB分配子载波， 获取子载波整数倍大频偏Af 2; 根据接收机DMRS符号与本地不同11。3的根序列ξ,ν(?)的冲激函数，在未知时隙号下生成 一个时隙的DMRS解调参考符号； 根据1个子帧中的2个DMRS符号的平均相位差，获取精确频偏△ f3，并获取大频偏估 计范围f ; 其中，f是通过第一公式计算得到的，所述第一公式为： f = Δ fx+ Δ f2+ Δ f3〇
2. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将SC-OFM符号进行同步，包括： 根据SC-OFM符号循环前缀CP的特点，使用滑动自相关的方法将SC-OFM符号进行同 止 /J/ 〇
3. 根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述根据SC-OFM符号循环前缀CP的特 点，使用滑动自相关的方法将SC-OFM符号进行同步，包括： 将SC-OFM符号数据部分的尾部Tail与加入f频偏的循环前缀CP作共轭复乘； 将得到的复数结果从第一个复数开始逐个以CP长度求和，得到一个复数序列； 将所述复数序列进行取模运算，取幅值最大的复数，获取同步点，所述同步点为：所述 幅值最大的复数对应的序列的起始位置； 其中，Af为每个子载波的频率间隔，f为半个子载波频率偏移，是第三代合作伙伴 计划3GPP协议上规定的。
4. 根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述利用同步后的SC-OFM符号的CP和 数据部分的尾部Tail进行频偏估计，获取小频偏Af 1，包括： 将通过上述将得到的复数结果从第一个复数开始逐个以CP长度求和而得到的复数序 列加权求平均，获取相角Θ ; 根据所述相角Θ，获取小频偏
5. 根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述去除补偿后的接收信号中的载波泄 露，包括： 将补偿后的接收信号的星座点的实部和虚部进行算术平均； 去除补偿后的接收信号基带数据的直流分量。
6. 根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述对去除载波泄露后的接收信号进行 资源块RB自动检测，获得解调参考信号DMRS符号位置，包括： 将去除载波泄露后的接收信号去除半个子载波频率偏移 将去除I的接收信号进行快速傅立叶变换FFT运算，获取频域子载波的功率； 采用滑动平均的方式，对每个子载波每个RB所有子载波的功率进行平均； 对得到的平均结果进行差分运算，获取差分结果的极值，得到RB子载波的上升沿 UpIndex 和下降沿 DownIndex ; 根据所述上升沿UpIndex和下降沿DownIndex以及带宽配置情况,获取RB的分配情 况，所述RB的分配情况包括：资源块起点RBstart和资源块数RBnum ; 根据RB的分配情况遍历得到同步后的SC-OFM符号的频域分配子载波的幅度方差， DMRS符号为取所述幅度方差最小的符号。
7. 根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据接收机DMRS符号的频域RB分配 子载波，获取子载波整数倍大频偏Af2，包括： 将所述DMRS符号进行FFT运算，获取频域子载波功率分布； 取子载波的前后预设P个子载波平均功率作为噪声功率，取log运算，获取噪声信噪比 SNR_Noise ； 计算分配子载波的信号功率，取log运算，获取分配子载波信号功率信噪比SNR_ Signal ； 遍历所有子载波信号功率log运算的结果，将所有子载波信号功率log运算的结果中 大于第一阈值的子载波作为子载波的功率上升点n，获取子载波整数倍大频偏Λ f2; 其中，0 < P < (N - Ν'）/2， N为每个SC-OFM符号的数据做FFT变换的点数，Ν'为满RB配置下的子载波数； 所述第一阈值为： SNR+SNR_Noise, SNR是通过第二公式计算得到的，所述第二公式为： SNR = SNR_Signal - SNR_Noise ； 所述子载波整数倍大频偏Af2是通过第三公式计算得到的，所述第三公式为： Af2= (n-RBstartX 12) X 15e 3Hz0
8. 根据权利要求6所述的方法，其特征在于，所述根据接收机DMRS符号与本地不同η。3 的根序列Ufi)的冲激函数，在未知时隙号下生成一个时隙的DMRS解调参考符号，包括： 将所述DMRS符号进行FFT运算，将时域变换到频域，获取频域分配子载波的点 Λ(?) r".y (η). 利用恒包络零自相关Zadoff - Chu序列的自相关性，将P= 与本地生成的不同ncs 下根序共轭相乘求H，
A为实数，j为虚数，将H进行快速 傅立叶逆变换IFFT运算，将频域变换到时域，获取冲激函藝
根据h峰值点时域位置绝对值最小的位置，确定11。3值； 根据所述11。3值，获取CP的同步误差，所述CP的同步误差为：所述η。3在h峰值点对应 时域偏移量
根据所述11。3值，生成一个子帧的DMRS参考信号； 其中，一个子帧的DMRS参考信号为：
为RB子载波数目，α =2πηε3/12。
9.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，所述根据1个子帧中的2个DMRS符号的 平均相位差，获取精确频偏Af3，并获取大频偏估计范围f，包括： 根据所述一个子帧的DMRS参考信号，生成一个子帧的2个本地参考信号时域序列 dmrsl 和 dmrs2 ; 根据所述本地参考信号时域序列dmrsl和dmrs2,构造接收的2个时隙DMRS序列DMRSl 和 DMRS2 ; 将DMRSl和DMRS2序列分别与dmrsl、dmrs2序列进行复数共轭相乘，获取相角序列0 和 根据所述相角序列武，€，获取精确频偏Λ f3; 根据Af\、Af2和Af3，获取大频偏估计范围f; 其中， DMRSl = dmrsl X exp (j2 π Δ f (n+N) Ts)， DMRS2 = dmrs2 X exp (j2 π Λ f (n+N) Ts)， Ts= 1/fs，fs = 30. 72MHz，n e {〇, 1，···，2047}，N = 15360 ;
为所述相角序列6和#的相位差序列。
【专利摘要】本发明提供一种DFT-s-OFDM系统大频偏的精确估计方法，该方法包括：将SC-OFMA符号进行同步；利用同步后的循环前缀CP和数据部分尾部Tail进行频偏估计，获取小频偏，并将其补偿到接收信号上；去除补偿后接收信号中的载波泄露后进行资源块RB自动检测，并根据频域RB分配子载波，获取大频偏；根据接收机DMRS符号，在未知时隙号下生成一个时隙的DMRS本地参考信号；根据1个子帧中2个DMRS符号的平均相位差，获取精确频偏，并获取大频偏估计范围。上述方法能够克服符号间干扰和子载波间干扰，在不需要预知信号资源块分配及子帧序号的情况下实现对信号的频偏估计，扩大了频偏的范围，且提高了估计结果的精确度。
【IPC分类】H04L25-03, H04L25-02, H04L27-26
【公开号】CN104683280
【申请号】CN201410724788
【发明人】杨姗, 胡寒冰, 钱宇锋, 曹艳平
【申请人】北京星河亮点技术股份有限公司
【公开日】2015年6月3日
【申请日】2014年12月2日