专利名称：直流电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及直流电源装置，尤其涉及具有升降压型斩波电路的直流电源装置。
背景技术：
作为直流电源装置的一个方式，公知有具有对输入电压进行升压或降压后将其提供给负载的升降压斩波电路的直流电源装置，作为使用了升降压型斩波电路的直流电源装置的现有技术，例如能够列举日本特表2009-533015号公报(专利文献1)等。在专利文献 1所公开的升降压型斩波电路中，采用如下结构使用LED电流感测电阻直接检测流过LED 的电流来控制开关元件的接通/断开。专利文献1日本特表2009-533015号公报在上述专利文献1的现有技术中，构成为在从输入电压的GND观察输出电压时， 输出电压成为大于或等于输入电压的电压，将LED电流感测电阻配置在LED的高边，在高边侧检测流过LED的电流。由此，直接检测流过LED的电流来控制开关元件的接通/断开的控制电路会被施加与输入电压相同的共模电压，因此存在如下问题输入的电压范围取决于控制电路的耐压，输入电压被限制在低电压的范围内。
发明内容
本发明鉴于上述问题点而解决现有技术的上述问题，目的在于提供一种能够不受控制电路的耐压限制地获得较宽的输入电压范围的直流电源装置。本发明的直流电源装置具有升降压型斩波电路，该升降压型斩波电路在开关元件接通时在电抗器中蓄积能量，在所述开关元件断开时将蓄积在电抗器中的能量蓄积到平滑电容器中，将极性反转后的直流电压提供给负载，该直流电源装置的特征在于，该直流电源装置具有负载电流检测电阻，其与所述负载串联连接，检测流过所述负载的电流；以及控制电路，其通过在所述负载电流检测电阻中产生的电压降检测流过所述负载的电流作为负载电流检测信号，根据该负载电流检测信号控制所述开关元件，所述控制电路的接地电位相对于输入电压的基准电位浮置，并且所述控制电路的所述接地电位与所述负载电流检测电阻的一个端子连接。此外，本发明的直流电源装置也可以是，所述负载电流检测信号被控制为恒定，由此对流过所述负载的电流进行恒流控制。此外，本发明的直流电源装置也可以是，具有过电流检测电阻，该过电流检测电阻与所述开关元件串联连接，检测流过所述开关元件的电流，所述控制电路具有过电流检测单元，该过电流检测单元通过在所述过电流检测电阻中产生的电压降检测流过所述负载的电流，根据该检测信号控制所述开关元件，所述控制电路的所述接地电位与所述过电流检测电阻的一个端子连接。此外，本发明的直流电源装置也可以是，来自整流器的正弦波脉动电压被输入到所述升降压型斩波电路中，该整流器对交流电源的交流电压进行全波整流，转换为直流电压，所述控制电路具有临界电流检测单元，其检测流过所述电抗器的再生电流变为0的时刻；三角波产生单元，其以所述临界电流检测单元检测到流过所述电抗器的再生电流变为 0的时刻为起点生成以预定的斜率上升的电压信号，由所述临界电流检测单元在流过所述电抗器的再生电流变为0的时刻将所述电压信号重置为0 ；以及栅极信号输出单元，其在所述临界电流检测单元检测到流过所述电抗器的再生电流变为0的时刻时，输出使所述开关元件接通的栅极信号，在所述三角波产生单元生成的电压信号超过所述负载电流检测信号时，断开所述栅极信号。此外，本发明的直流电源装置也可以是，所述临界电流检测单元对如下情况进行检测在流过所述电抗器的再生电流变为0而开始自由振荡时产生的电压小于预先决定的第1规定电压。此外，本发明的直流电源装置也可以是，所述负载是LED负载。根据本发明，将控制电路的GND设定为浮置，由此能够起到不受控制电路的耐压限制地获得较宽的输入电压范围的效果，该控制电路直接检测流过负载的电流，控制开关元件的接通/断开。并且，由于能够获得较宽的输入电压范围，因此能够在不降低AC输入电压的情况下直接进行开关来进行控制。
图1是示出了本发明的实施方式的直流电源装置1的电路结构的图。图2是示出了图1所示的控制电路2的电路结构的图。图3是示出了本发明的实施方式的直流电源装置1的交流输入电压为峰值的1/2 时的电路动作波形的图。图4是示出了本发明的实施方式的直流电源装置1的交流输入电压为峰值时的电路动作波形的图。图5是示意性地示出了本发明的实施方式的直流电源装置1的功率因数改善动作的图。图6是利用仿真示出了本发明的实施方式的直流电源装置1的输入电压波形和输入电流波形的图。图7是本发明的实施方式的直流电源装置1的输入电压和输入电流的实测波形图。图8是实测本发明的实施方式的直流电源装置1的相对于输入电压的功率因数而得到的特性图。图9是现有技术的直流电源装置的输入电压和输入电流的实测波形图。标号说明1 直流电源装置；2 控制电路；3 单触发电路；4 启动电路；Ql 开关元件；Rl 过电流检测电阻；R2 =LED电流检测电阻；Cl 平滑电容器；Ct、Cfb 电容器；Dl、D2、D3 二极管；Ll 电抗器；DB 整流电路；ACl 商用交流电源；ACinl、ACin2 输入端子；Vin 整流电路DB的整流电路正极端子的电压(脉动电压)；V0:整流电路DB的整流电路负极端子的电压；OPU 0P2 运算放大器；CPU CP2、CP3 比较器；OTAl 跨导放大器；CCl 电流源电路； LEDU LED2 发光二极管。
具体实施例方式(实施方式)图1示出本发明的实施方式的直流电源装置1的电路结构，图2示出图1所示的控制电路2的电路结构。如图1所示，直流电源装置1构成了升降压型(极性反转型)斩波电路，该斩波电路利用开关元件Ql对所输入的电压进行开关，在开关元件Ql断开时输出负的电压。在开关元件Ql接通时，利用接通电流(图1所示的实线箭头)在电抗器Ll中蓄积能量，在开关元件Ql断开时，利用再生电流(图1所示的虚线箭头)将蓄积在电抗器Ll中的能量经由二极管D2蓄积到平滑电容器Cl中，将极性反转后的直流电压提供给负载(串联连接的发光二极管 LED1、LED2)。在输出的控制中，检测流过负载(LED1、LED2)的电流的信号，并根据其检测信号进行恒流控制。将流过负载的电流作为在与负载(LED1、LED2)串联连接的LED电流检测电阻R2中产生的电压降来检测，该检测信号成为恒流控制信号电压。LED电流检测电阻R2的与负载连接的一个端子和控制电路2的Isen(反馈电流检测)端子连接，LED电流检测电阻2的另一个端子与被设为浮置的、控制电路2的GND(接地)端子连接。由此，能够在不受控制电路2的耐压限制的情况下获得较宽的输入电压范围。另一方面，从经由二极管D3输入的电压中检测流过电抗器Ll的电流ILl的临界电流的时刻(再生电流变为OA的时刻)，生成脉冲，该脉冲用于决定开关元件Ql的栅极信号的接通信号开始点。以该脉冲为起点生成三角波，在该三角波的电压达到上述恒流控制信号电压的期间之前，使开关元件Ql接通，在该三角波的电压达到上述恒流控制信号电压的时刻，使开关元件Ql断开，在下一个临界电流的脉冲发生时刻，重置三角波。由此，在使开关元件Ql接通/断开来控制输出电流时，使开关元件Ql接通的脉冲宽度成为与恒流控制信号电压对应的恒定脉冲宽度，而且能够通过临界动作进行开关。由此，输入电流波形与正弦波形近似，能够如后述的图5那样进行功率因数改善。接着，对直流电源装置1的电路结构及其电路动作进行进一步详述。参照图1和图2，对直流电源装置1的电路结构进行说明。直流电源装置1的输入端子V+、V-分别与由二极管桥式构成的整流电路DB的整流输出正极端子(电压Vin)、整流输出负极端子(电压V0)连接。整流电路DB的交流输入端子ACinl、ACin2与商用交流电源ACl连接，从商用交流电源ACl输入的交流电压经过全波整流后从整流电路DB输出。直流电源装置1的输入端子V+、即整流电路DB的整流输出正极端子(电压Vin)与开关元件Ql的漏极端子连接，开关元件Ql的源极端子与用于检测流过开关元件Ql的电流的过电流检测电阻Rl的一个端子连接。此外，过电流检测电阻Rl 的另一个端子与电抗器Ll的一个端子连接，电抗器Ll的另一个端子与作为输入电压基准电位的直流电源装置1的输入端子V-、即整流电路DB的整流输出负极端子(电压V0)连接。由此，在开关元件Ql接通时，形成在图1中用实线箭头表示的接通电流。另一方面，负载由串联连接的发光二极管LED1、LED2构成，发光二极管LEDl的阳极端子与发光二极管LED2的阴极端子连接。二极管D2的阳极端子连接在电抗器Ll的另一个端子与整流电路DB的整流输出负极端子(电压V0)进行连接的连接点处，二极管D2
5的阴极端子与发光二极管LED2的阳极端子连接。此外，发光二极管LEDl的阴极端子与LED 电流检测电阻R2的一个端子连接，LED电流检测电阻R2的另一个端子连接在电抗器Ll的一个端子与过电流检测电阻Rl的另一个端子进行连接的连接点处。并且，平滑电容器Cl 与串联连接的发光二极管LED1、LED2并联连接在二极管D2的阴极端子与发光二极管LED2 的阳极端子进行连接的连接点、和LED电流检测电阻R2的另一个端子、电抗器Ll的一个端子与过电流检测电阻Rl的另一个端子连接的连接点之间。由此，在开关元件Ql断开时，形成在图1中用虚线箭头示出的再生电流。此外，二极管Dl的阳极端子连接在发光二极管LEDl的阳极端子与发光二极管 LED2的阴极端子进行连接的连接点处，二极管Dl的阴极端子与控制电路2的Vcc (电源输入)端子及电容器C2的一个端子连接，电容器C2的另一个端子连接在LED电流检测电阻 R2的另一个端子与过电流检测电阻Rl的另一个端子进行连接的连接点处。由此，向控制直流电源装置1的控制电路2提供电源。在控制电路2的ST (启动电流输入)端子上，连接了整流电路DB的整流输出正极端子与开关元件Ql的漏极端子进行连接的连接点。由此，向控制电路2输入整流电路DB 的整流输出正极端子的电压Vin。在控制电路2的GND(接地)端子上，连接了 LED电流检测电阻R2的另一个端子与过电流检测电阻Rl的另一个端子进行连接的连接点，此外，在控制电路2的Isen (反馈电流检测)端子上，连接了发光二极管LEDl的阴极端子与LED电流检测电阻R2的一个端子进行连接的连接点，并且，在控制电路2的OCP(过电流保护)端子上，连接了开关元件Ql的源极端子与过电流检测电阻Rl的一个端子进行连接的连接点。 由此，向控制电路2输入LED电流检测电阻R2的两端电压、和过电流检测电阻Rl的两端电压。控制电路2的C0MP(反馈相位校正)端子与二极管D3的阴极端子连接，二极管D3的阳极端子连接在电抗器Ll的另一个端子与二极管D2的阳极端子进行连接的连接点处。由此，控制电路2经由二极管D3输入电抗器Ll的另一个端子与二极管D2的阳极端子进行连接的连接点处的电压，检测流过电抗器Ll的电流ILl的临界电流的时刻(再生电流变为OA 的时刻)。此外，控制电路2的Drv(驱动)端子与开关元件Ql的栅极端子连接，从控制电路2向开关元件Ql的栅极端子输出接通/断开信号。参照图2，控制电路2由如下部分等构成单触发(ONE SHOT)电路3、启动电路 4、Reg(内部调节器)5、比较器CP1、CP2、CP3、运算放大器0P1、跨导放大器(Operational Transconductance Amplifier)OTAl、电流源电路CC1、缓冲电路BF、电容器Ct、Cfb、以及基准电压 Vref 1、Vref2、Vref3、Vref4。控制电路2的ST(启动电流输入)端子与控制电路2的启动电路4连接，从控制电路2的ST (启动电流输入)端子输入的整流电路DB的整流输出正极端子的电压Vin被输入到控制电路2的启动电路4，启动电路4在直流电源装置1接通商用交流电源ACl后立即启动控制电路2。控制电路2的COMP (反馈相位校正)端子与比较器CP2的反相输入端子连接，比较器CP2的同相输入端子与基准电压Vref3的正极端子连接。此外，比较器CP2的输出端子与单触发电路3的输入端子连接。单触发电路3的输出端子与如下的连接点连接，该连接点是比较器CPl的反相输入端子、电容器Ct的一个端子和作为电流源电路CCl的一个端子的电流输出端子进行连接的连接点。控制电路2的Vcc(电源输入)端子与作为控制电源电路的Reg5的输入端子连接，电流源电路CCl的另一个端子与Reg5的输出端子连接。控制电路2的GND(接地)端子与基准电压Vrefl、Vref2、Vref3、Vref4的负极端子连接，从而成为控制电路2的接地电位GND2。该接地电位GND2的电位是LED电流检测电阻R2的另一个端子与过电流检测电阻Rl的另一个端子进行连接的连接点的电位，电位相对于整流电路DB的整流输出负极端子所连接的GNDl线浮置(floating)。接地电位GND2 还与电容器Ct的另一个端子、电容器Cfb的另一个端子连接。控制电路2的Isen(反馈电流检测)端子与运算放大器OPl的反相输入端子连接， 运算放大器OPl的同相输入端子与基准电压Vref2的正极端子连接，基准电压Vref2的负极端子与接地电位GND2连接。运算放大器OPl的输出端子与跨导放大器OTAl的反相输入端子连接，跨导放大器OTAl的同相输入端子与基准电压Vrefl的正极端子连接，基准电压 Vrefl的负极端子与接地电位GND2连接。跨导放大器OTAl的输出端子与电容器Cfb的一个端子连接，电容器Cfb的另一个端子与接地电位GND2连接。跨导放大器OTAl将输入到同相输入端子的基准电压Vrefl与输入到反相输入端子的来自运算放大器OPl的输出端子的电压之间的差电压转换为电流， 进行放大并输出。因此，电容器Cfb利用来自跨导放大器OTAl的输出电流进行充放电。跨导放大器OTAl的输出端子与电容器Cfb的一个端子进行连接的连接点，和比较器CPl的同相输入端子连接。比较器CPl的输出端子与缓冲电路BF的输入端子连接，缓冲电路BF的输出端子经由控制电路2的Drv (驱动)端子与开关元件Ql的栅极端子连接。控制电路2的OCP (过电流保护)端子与比较器CP3的反相输入端子连接，比较器 CP3的同相输入端子与基准电压Vref4的正极端子连接，基准电压Vref4的负极端子与接地电位GND2连接。此外，比较器CP3的输出端子与比较器CPl的同相输入端子连接。接着，参照图3、图4，说明直流电源装置1的电路动作。图3示出了从整流电路DB 的整流输出正极端子输出的正弦波脉动电压的峰值的1/2值的点处的动作波形。此外，图4 示出了从整流电路DB的整流输出正极端子输出的正弦波脉动电压的峰值的点处的动作波形。关于图3、图4中的各波形，从上方依次示出了流过电抗器Ll的电流波形IL1、在过电流检测电阻Rl中产生的电压波形VR1、在LED电流检测电阻R2中产生的电压波形VR2、 电容器Ct2的电压波形Vet、电容器Cfb的电压波形Vcfb、单触发电路3的输出波形、缓冲电路BF的输出波形。在开关元件Ql接通(缓冲电路BF的输出为H)时，向电抗器L施加整流电路DB 的正弦波脉动电压的瞬时值，因此流过电抗器Ll的电流ILl以与该电压大致成比例的斜率增加(称作接通电流)。此外，在开关元件断开时，蓄积在电抗器Ll中的能量通过电抗器 Ll 二极管D2 平滑电容器Cl 电抗器Ll的闭合电路进行放电，因此平滑电容器Cl被充电，使流过电抗器Ll的电流ILl (称作再生电流)减少。因此，如图3、图4所示，流过电抗器Ll的电流ILl为三角波状的电流。时刻tl、t3、丨〖11、〖21、〖23、〖25所示的各时刻是再生电流变为OA、开始自由振荡(自由振動)的时刻(称作临界电流)。如后所述，在时刻tl、t3、-tlUt2Ut23,t25的各时刻，由于临界电流而开始自由振荡，对此时的自由振荡引起的超过基准电压Vref3的电压进行检测，重置在内部生成的三角波(电容器Ct的电压Vet)。该重置周期为开关元件Ql的接通/断开周期。
发光二极管LEDl的阴极端子与LED电流检测电阻R2的一个端子进行连接的连接点的电压、即由LED电流检测电阻R2检测到的电压VR2 (相对于接地电位GND2的电压)与运算放大器OPl的反相输入端子连接，基准电压Vref2与运算放大器OPl的同相输入端子连接。对输入到运算放大器OPl的反相输入端子的电压VR2和输入到同相输入端子的基准电压Vref2进行比较，运算放大器OPl对它们的差分进行放大，输出到跨导放大器OTAl的反相输入端子。跨导放大器OTAl的同相输入端子与基准电压Vrefl连接，对同相输入端子的输入电压和基准电压Vrefl进行比较，对其电压差分进行放大，将其从电压信号转换为电流信号后输出。此处，跨导放大器OTAl的输出端子与电容器Cfb及比较器CPl的同相输入端子连接，跨导放大器OTAl的输出电流对电容器Cfb的电荷进行充放电。由此，从跨导放大器 OTAl的输出端向比较器CPl的同相输入端子输入的信号被置换为电压信号。比较器CPl的反相输入端子与如下的连接点连接，该连接点是恒流电路CCl的输出端子、电容器Ct的一个端子和单触发电路3的输出端子进行连接的连接点。此处，恒流电路CC1、电容器Ct和单触发电路3构成了三角波振荡器。S卩，恒流电路CCl以恒定电流对电容器Ct进行充电，由此决定三角波波形的斜率，单触发电路3输出用于决定三角波振荡的重置时刻的脉冲信号。在图3、图4中，将由恒流电路CC1、电容器Ct和单触发电路3构成的三角波振荡器的输出波形表示为电容器Ct的电压Vet。另一方面，电抗器Ll的另一个端子与二极管D2的阳极端子连接的连接点的电压 (相对于接地电位GND2的电压)经由二极管D3和控制电路2的COMP (反馈相位校正)端子被输入到比较器CP2的反相输入端子，基准电位Vref3的电压被输入到比较器CP2的同相输入端子。在开关元件Ql断开后的电抗器Ll的电流ILl的再生结束的临界电流时刻， 开始自由振荡，在电抗器Ll的另一个端子与二极管D2的阳极端子连接的连接点处，产生相对于控制电路2的接地电位GND2而小于基准电压Vref3的电压。当该自由振荡的电压小于基准电位Vref3时，比较器CP2的输出进行反转，将高电平信号输出到单触发电路3。在从比较器CP2输入了该高电平信号时，单触发电路3输出脉冲信号(参照图3、图4的单触发电路3的输出信号)。利用该脉冲信号，电容器Ct的电荷被急速放电。S卩，单触发电路3 在流过电抗器Ll的电流ILl的临界电流的时刻tl、t3、…tll、t21、t23、t25，输出脉冲信号。该脉冲信号决定开关元件Ql的接通/断开周期中的周期开始时刻。缓冲电路BF的输出、换言之，开关元件Ql的接通脉冲信号由比较器CPl决定。如图3、图4所示，比较器CPl对反相输入端子的三角波信号Vct和同相输入端子的Vcfb端子电压进行比较，在三角波信号Vct低于Vcfb端子电压的期间(例如，图3、图4所示的tl t2、t21 t22等的Ton期间)，从缓冲电路BF输出接通脉冲信号。另外，如前所述，断开期间是到电抗器Ll的电流ILl的再生结束的时刻为止的期间，如图3、图4所示，电容器Ct的三角波信号的峰值电压不固定，而是上升到下一个来自单触发电路3的脉冲信号为止。比较图3、图4可知，在图4中，缓冲电路BF的Tof f期间比在图3中的Tof f期间要长。由此， 三角波振荡的频率不固定，而根据对从商用交流电源ACl输入的交流电压进行全波整流后的脉动电压变化。但是，缓冲电路BF的Ton期间不受上述脉动电压影响，而是大致相等的脉冲宽度。 这是因为对负载进行了恒流控制，因此LED电流检测电阻R2的端子间电压、即运算放大器OPl的反相输入端子的输入电压的变化较少。示出了输入电压的瞬时值为脉动电压峰值的 1/2时的图3的VR2、和示出了输入电压的瞬时值为脉动电压峰值时的图4的VR2的电压为相等的电压。由此，如图3、图4所示，商用交流电源ACl的频率的半周期的期间内的接通脉冲宽度即使在相位不同的点也大致恒定，流过与输入电压波形近似的输入电流。此外，流过开关元件Ql的电流作为在与负载串联连接的过电流检测电阻Rl中产生的电压降而被检测，开关元件Ql的源极端子与过电流检测电阻Rl的一个端子进行连接的连接点的电压、即由过电流检测电阻Rl检测到的电压VRl (相对于接地电位GND2的电压)经由控制电路2的OCP(过电流保护)端子而作为过电流检测信号电压被输入到比较器CP3的反相输入端子，基准电位Vref4的电压被输入到比较器CP3的同相输入端子。基准电位Vref4是用于过电流检测的阈值电压，当过电流检测信号电压超过基准电位Vref4 时，比较器CP3的输出进行反转，输出低电平信号。比较器CP3的输出端子与比较器CPl的同相输入端子连接，在从比较器CP3向比较器CPl的同相输入端子输入该低电平信号时，对电容器Cfb的充电电压进行放电，比较器CPl使从缓冲电路BF输出的接通脉冲信号立即断开。在图5的上侧的图中，使商用交流电源ACl的频率的半周期期间内的动作远远少于实际的开关次数(例如20kHz)(在图5中，在Vin的半周期内开关次数为9次)，易于理解地进行了示意性图示。将从商用交流电源ACl输入的交流电压经过全波整流后的脉动电压表示为Vin。此外，在脉动电压Vin的内侧示出了三角波，表示电抗器Ll的电流。作为三角波的Ton而填充成灰色的部分表示接通电流，作为其后的Toff而示出的部分表示再生电流。图5下侧的图是放大示出了上侧图的一部分后的图。在再生电流所示的电抗器Ll的电流ILl达到OA时的临界电流之后，立即产生自由振荡电流。在以临界电流为起点接通开关元件Q1、向电抗器Ll施加脉动电压Vin时，电抗器 Ll的电流以Vin/L的斜率增加到Vin -Ton/L的值(L是电抗器Ll的电感值)。此时，电抗器Ll的电感值L为恒定值，并且期间Ton恒定，因此接通电流中的电流峰值与该时刻的脉动电压Vin的瞬时值成比例。此外，在再生电流中，替代开关元件Ql断开，而二极管D2导通，在电抗器Ll中流过感应电动势引起的电流。此时，向电抗器Ll施加平滑电容器Cl的电压(输出电压Vo)。因此，电抗器Ll的电流以Vo/L的斜率减少到OA(临界电流)(TofT 的期间)。此时，检测到临界电流，如果重复以该时刻为起点再次使开关元件Ql接通的动作，则能够使流过电抗器Ll的电流的峰值追随脉动电压Vin的瞬时值而变化，能够进行功率因数改善。图6是示出了利用仿真得到本实施方式的直流电源装置1的输入电压和输入电流波形后的波形。仿真条件为将开关元件Ql的接通时间Ton设为恒定，以临界电流为起点重复开关元件Ql的接通/断开。因此，对于接通/断开电流而言，如下的关系式成立。Vin · Ton/L = Vo · Toff/L观察该仿真结果可知，直流电源装置的输入侧的电压和电流为正弦波形。即，对平滑电容器Cl进行充放电的电流为正弦波。并且，直流电源装置的输出电流为恒定的恒流波形。即，利用LED电流检测电阻R2所检测到的电压进行恒流控制等价于对恒定的负载电阻中的输出侧的平滑电容器Cl的电压进行检测。图7是与直流电源装置1连接的商用交流电源ACl的交流电压和交流电流的实测波形。此外，图8示出了使输入电压从80V变化到MOV时的功率因数的实测值。实测的功率因数达到0. 98。这满足了等级C，该等级C是与JISC61000-3-2的照明器具相关的标准。图9为了参考而示出了电容器输入型的现有技术的直流电源装置的输入电压和输入电流的波形，功率因数为大约0.6。在现有技术中，仅在正弦波交流电压的峰值附近，电流流过平滑用电容器，因此包含较多的高次谐波，功率因数恶化，或者由于高次谐波而对周边产生不良影响。与此相对，根据本发明的实施方式的直流电源装置1，由图7可知，输入电流在相位较宽的范围内流过，改善了功率因数。在本发明的上述实施方式中，将控制电路2的接地电位设定为相对于输入电压的基准电位浮置，由此能够起到不受控制电路2的耐压限制地获得较宽的输入电压范围的效果，该控制电路2利用LED电流检测电阻R2直接检测流过发光二极管LED1、LED2的电流， 控制开关元件Ql的接通/断开。并且，由于能够获得较宽的输入电压范围，因此能够在不降低AC输入电压的情况下直接进行开关来进行控制。此外，在本实施方式中，采用了升降型斩波电路，因此即使开关元件Ql破损也不会向发光二极管LED 1、LED2直接施加电压，从而比较安全。此外，在本实施方式中，在不对AC输入电压经过全波整流后的电压进行平滑化的情况下直接进行开关来进行控制，由此能够使LED电流稳定地流过，并且同时进行交流输入电力的功率因数改善。此外，在本实施方式中，能够用具有恒流控制方式的功率因数改善功能的升降型斩波电路单体来提供以LED照明装置等为负载的直流电源装置1。因此，能够不必像现有技术那样组合功率因数改善电路和DC-DC变换器、或者在功率因数改善电路的控制部中使用乘法器，而用升降型斩波电路单体进行功率因数改善，因此能够提供大幅度减少部件个数、 小型/价廉、提高了综合效率且可靠性高的电源装置。此外，在本实施方式中，是由AC输入、全波整流(无平滑电容器)和升降压型斩波电路的组合来构成直流电源装置1，由此能够提供不需要冲击电流防止电路等、小型且价廉的直流电源装置。此外，通过LED电流检测电阻R2检测流过发光二极管LEDl、LED2的电流，并根据该检测信号进行控制，因此直流电源装置1的输出成为恒流控制。能够通过该恒流控制将负载电流控制为恒定，因此还能够应对LED负载。以上，用具体的实施方式说明了本发明，但是上述实施方式只是一例，显然能够在不脱离本发明主旨的范围内进行变更来实施。
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权利要求
1.一种直流电源装置，其具有升降压型斩波电路，该升降压型斩波电路在开关元件接通时在电抗器中蓄积能量，在所述开关元件断开时将蓄积在电抗器中的能量蓄积到平滑电容器中，将极性反转后的直流电压提供给负载，该直流电源装置的特征在于，该直流电源装置具有负载电流检测电阻，其与所述负载串联连接，检测流过所述负载的电流；以及控制电路，其通过在所述负载电流检测电阻中产生的电压降检测流过所述负载的电流作为负载电流检测信号，根据该负载电流检测信号控制所述开关元件，所述控制电路的接地电位相对于输入电压的基准电位浮置，并且所述控制电路的所述接地电位与所述负载电流检测电阻的一个端子连接。
2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其特征在于，所述负载电流检测信号被控制为恒定，由此对流过所述负载的电流进行恒流控制。
3.根据权利要求1或2所述的直流电源装置，其特征在于，该直流电源装置具有过电流检测电阻，该过电流检测电阻与所述开关元件串联连接， 检测流过所述开关元件的电流，所述控制电路具有过电流检测单元，该过电流检测单元通过在所述过电流检测电阻中产生的电压降检测流过所述负载的电流，根据该检测信号控制所述开关元件， 所述控制电路的所述接地电位与所述过电流检测电阻的一个端子连接。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的直流电源装置，其特征在于，来自整流器的正弦波脉动电压被输入到所述升降压型斩波电路中，该整流器对交流电源的交流电压进行全波整流，转换为直流电压， 所述控制电路具有临界电流检测单元，其检测流过所述电抗器的再生电流变为0的时刻； 三角波产生单元，其以所述临界电流检测单元检测到流过所述电抗器的再生电流变为 0的时刻为起点生成以预定的斜率上升的电压信号，由所述临界电流检测单元在流过所述电抗器的再生电流变为0的时刻将所述电压信号重置为0 ；以及栅极信号输出单元，其在所述临界电流检测单元检测到流过所述电抗器的再生电流变为0的时刻时，输出使所述开关元件接通的栅极信号，在所述三角波产生单元生成的电压信号超过所述负载电流检测信号时，断开所述栅极信号。
5.根据权利要求1至4中任意一项所述的直流电源装置，其特征在于，所述临界电流检测单元对如下情况进行检测在流过所述电抗器的再生电流变为0而开始自由振荡时产生的电压小于预先决定的第1规定电压。
6.根据权利要求1至5中任意一项所述的直流电源装置，其特征在于， 所述负载是LED负载。
全文摘要
本发明提供能够不受控制电路的耐压限制地获得较宽的输入电压范围的直流电源装置，所述控制电路直接检测流过负载的电流来控制开关元件的接通/断开。该直流电源装置具有LED电流检测电阻(R2)，其与发光二极管(LED1、LED2)串联连接，检测流过发光二极管(LED1、LED2)的电流；以及控制电路(2)，其通过在LED电流检测电阻(R2)中产生的电压降检测流过发光二极管(LED1、LED2)的电流作为恒流控制信号电压，根据该恒流控制信号电压控制开关元件，控制电路(2)的接地电位(GND2)相对于输入电压的基准电位(V-)浮置，并且控制电路(2)的接地电位(GND2)与LED电流检测电阻(R2)的一个端子连接。
文档编号H05B37/02GK102420527SQ20111028568
公开日2012年4月18日 申请日期2011年9月23日 优先权日2010年9月24日
发明者佐山勇二, 宇津野瑞木, 木内博章 申请人:三垦电气株式会社