专利名称：电子镇流器的制作方法
技术领域：
本发明属于为荧光灯供电的逆变型电子镇流器。
逆变型电子镇流器的输出部分要包括一LC谐振电路，用于在开启时产生高压，将灯管点亮。但在给灯丝预热时这个电压是有害的，因为它会使灯管产生有害的辉光放电，即冷击穿而提前结束预热状态。同样在灯电路出现异常如灯管老化不能点亮时，这个高压会危及镇流器自身的安全。为此，在1993年美国专利US005179326A公开了一种增加了辅助逆变电路的电子镇流器，它另设一辅助逆变电路专门用于灯丝预热，预热时辅助逆变电路工作，主逆变电路关闭，点亮灯管时和灯管点亮后主逆变电路工作，辅助逆变电路关闭，出现异常时，则关闭两个逆变电路。这个方法解决了上述矛盾，但结构复杂，成本高。另外，1993年授权公告的中国专利CN2132381y公开了另外一种结构的电子镇流器，它采用有源器件如双向可控硅直接并联在灯管两端，在启动时将灯管短路，实现了预热时限制灯管端电压，但预热电流却不能根据灯管要求定，这是因为决定电流大小的是振荡频率和串联电感，振荡频率和电感量要根据正常工作时灯电流确定。并且没有提到异常保护，另一项中国专利CN2134029y也是采用灯管两端直接并联有源电子开关，在启动时短路灯管两端电压，但另外增加一只可控硅和相应电路负责异常保护，当异常时强迫振流器进入到预热启动状态，同样，这个设计也存在着预热电流不可变的缺点，异常保护时功耗也较大。
本发明的目的是提供一种用较低成本实现的具有完善的预热和异常保护功能的电子镇流器，即镇流器在预热时能够提供可以优化的电流，在预热和灯电路异常时能将输出到灯管两端的电压降到安全水平以下。这样的镇流器可以延长灯管的寿命和保证自身的安全可靠。
本发明的设计思想是将逆变电路中振荡变压器增加一个控制绕组，用改变振荡变压器中的直流磁场偏置，以控制逆变电路的工作频率，而间接地控制输出到灯管两端的电压。
图1示出了实现这个设计思想的一个具体方案。电子镇流器由整流滤波电路1、启动触发电路2、逆变电路3和预热及异常保护电路4构成，其中逆变电路3的振荡变压器T1不但含有分别接在两个主电子开关MES1和MES2的2端和3端之间的输出绕组T1-a和T1-d，以及串接在含有作为限流电感的变压器T2的初级绕组T2-a的支路中的反馈激励绕组T1-b或相互串联的T1-b和T1-c以外，还含有用于调节磁芯中直流磁场强度从而调节逆变电路工作频率的控制绕组T1-e，而使得T1成为磁偏置可控振荡变压器。预热和异常保护电路4中含有与磁偏置可控振荡变压器T1的控制绕组一端相联接的，用于提供磁偏置调节控制电流的输出端JA。这是本发明的主要技术特征。控制绕组T1-e的另一端接在变压器T2次级的中间点上。变压器T2两两对称的四个次级绕组经四只二级管D6、D7、D8、D9全波整流得到两组脉动直流电压，用于给预热和异常保护电路4提供电源和作为异常状态检测信号。磁偏置可控振荡变压器T1的其余的绕组T1-a和T1-b分别是推动主电子开关MES1的输出绕组和反馈激励绕组，同样T1-d和T1-c则分别是推动主电子开关MES2的输出绕组和反馈激励绕组，因此T1-a和T1-d分别联在MES1和MES2的2端和3端之间，T1-b和T1-c串联变压器T2的初级T2-a、隔直电容C5和灯丝变压器的级初T3-a后接在主电子开关的输出MES2的1、3端之间。整流滤波电路的输出并接贮能电容C1后接在逆变电路中主电子开关MES1的1端和MES2的3端之间为逆变电路提供脉动直流电压，启动触发电路经触发二极管TR1接至主电子开关MES2的2端上，用于在启动时向MES2提供触发电流，钳位二极管D5接在逆变电电路输出端JB上用于在逆变电路工作后关闭启动触发电路。电阻R6并联在主电子开关MES1的1端和3端上用于防止由于电容C5、C6上的电压初始值不能提供振荡必需的电流而使逆变器输出维持在低电位而不能启动。并联谐振电容C4并联在主电子开关MES2的1端和3端之间用于减小两个主电子开关的关断损耗。变压器T2的初级绕组T2-a起限流和谐振作用，电容C6在预热完成后启动灯管时与T2-a谐振产生较高的电压点亮灯管，在灯管正常工作时调整电流的相位，使得逆变电路在接近零电压开关的状态下运行。在镇流器正常工作时，两个主电子开关交替导通，在逆变电路输出端JA产生近似方波的电压。实际电路中为了减小关断损耗增加了并联电容C4，也就在两开关交替时插入了一段二者都不导通的时间，且这段时间里由于C4两端电压不能突变使得输出波型为近似的梯型波。下面为方便说明仍假定为方波，并不影响要讨论的问题。这个方波电压要经过串联在电路中的反馈激励绕组T1-b和T1-c才能向后级传送，由于线圈绕向的选定，流经这两个反馈激励绕组的电流对两个主电子开关MES1和MES2来说都是正反馈电流，即在开关开通时向开关的2端提供一个增加的正向电流使其趋于饱合，在开关关断时向开关提供一个从正向减小直到反向增大的控制电流使其趋于截止，由于反馈电压取自同一点且反馈绕组的串联，一个开关的导通就决定了另一开关的关断，反之亦然。每一个半周期的结束都是由于导通的开关提供的电流使得磁芯进入饱和，使得电路从一个稳定状态向另一个稳定状态转换的。同时也就是另一个半同期的开始。所以，主电子开关电路参数和振荡变压器T1的线圈圈数确定以后，电路工作频率就由磁芯的饱和磁通量φm决定。由于本发明增加了控制绕组T1-e，调节流过T1-e的直流电流，就相应调节了磁芯中的磁偏置，偏置磁场的增加缩小了磁芯中交变磁场可以达到的幅度，即缩小了磁场到达饱和所需要的时间，减小了每个半周期，提高了振荡频率，反之亦然。在镇流器启动预热段或处在异常保护状态时，预热和异常保护电路4由输出端JA给控制绕组T1-e施加一个近似直流的电流，使得逆变电路3的工作频率增加到较高的值，由于电路中起电感作用的T2-a的限流作用，将输出到灯管的电压降到安全值以下。从另一个角度看，当灯管处在预热或异常状态时，灯管内没有电流，用于启动的串联谐振电路会产生有害的高压，而本发明将工作频率提高后，电路远远偏离谐振点，将灯管两端电压降到安全值以下。
磁偏置可控振荡变压器T1由两个环型磁芯及绕在其上的五个绕组T1-a，T1-b，T1-c，T1-d以及控制绕组T1-e构成，其中绕组T1-a，T1-b穿绕在其中一个磁芯上，T1-c、T1-d穿绕在另一个磁芯上，控制绕组T1-e穿绕在两个磁芯上。图5给出该变压器的结构示意图。图7给出了T1的对外等效的原理图，同时在图中标出各绕组间的同铭端及与外电路联接时的极性关系。之所以使用两个环型磁芯，是为了解决这样的问题，即如果使用单一磁环，完成逆变电路对其自激振荡的要求是不成问题的，这时由于绕组T1-b、T1-c是简单串联，所以与一个绕组也是等价的，但再增加一控制绕组时，由于变压器的藕合是相互的，交变磁场会在每一个绕组上都感应出交变电压，而控制绕组为了达到用小电流控制的目的，匝数又要较多，所以会在控制绕组上感应很高的交变电压，这对给控制绕组施加直流控制电流造成困难，使用两个环型磁芯就很好的解决了这一问题，由于绕向的选择，使得两个磁环在反馈电流激励时所产的磁场向相同的方向施转即都同时是右向或是左向，这样同时穿绕两个磁芯的控制绕组T1-e相关联的两个磁场在对称时刚好大小相等极性相反，和为零，所以在控制绕组中将不感应交变电压，这样在控制绕组T1-e中施加直流电流就变得很容易了。图7之所以是原理上对外等效，对内并不等效，是因为若T1-e分成两个串联的独立绕组，T1就可以分成两个独立的变压器，这两个独立绕组都各自关联自己的磁芯，当然每个独立绕组上都会感应出很高的交变电压，虽然这两个在对称时极性相反幅值相等的电压串联后会抵消成零，但每一个绕组本身却由于高电压的存在会带来层间击穿和电磁幅射等一系列问题。
磁偏置可控振荡变压器T1可以由“日”字型磁芯及绕在其上的五个绕组T1-a、T1-b、T1-c、T1-d和控制绕组T1-e构成，其中T1-a、T1-b绕在一个边框上，T1-c、T1-d绕在另一个边框上，控制绕组T1-e绕在中间的芯柱上，这与前面所述由两个环型磁芯绕成的磁偏置可控振荡变压器无论在原理还是工作过程都是相同的，当然，图7所示的对外等效关系对此也是完全正确，这里之所以另行列出分别叙述，是因为“日”字型磁芯是EE、EI等一系列常用磁芯制成变压器后磁芯的型式。
4.本发明的预热电路也有较大改进，预热电路由专用灯丝预热变压器T3，在灯启动后将T3初级短路的双向可控硅TR2，以及在启动时降低镇流器输出电压的磁偏置调节控制电路构成，其中T2的初级T2-a并联双向可控硅TR2后，经串谐振电容C6并联在灯管两端，T2的两个次级T2-b、T2-c则分别接在灯管两端的灯丝上。C6与灯丝联接的一极JC经由T1-b、T1-c、T2-a和隔直电容C6组成的串联电路与逆变电路的输出JA相联接。可控硅TR2的控制极接在异常检测和定时控制电路TCC的一个输出端4端上。在预热时为了防止灯管发生辉光放电，而从预热状态直接进入到弧光放电状态，要求一是灯管两端电压低于产生辉光放电的电压，二是有满足幅度和持续时间要求的预热电流。前一要求由磁偏置控制电路给T1的控制绕组T1-e一较大电流，使得逆变电路工作在较高的频率，从而将灯端电压降到安全值以下，后者则靠改变灯丝变压器的降压比而满足不同灯管对最优预热电流的要求。为了减少不必要的功率损耗，本发明还增加了在灯管启动后将预热电路关闭的双向可控硅TR2。预热电路的具体工作过程是这样的，在电源加到镇流器上时，首先磁偏置调节控制电路给控制绕组T1-e施加一较大电流，逆变电路高频工作，给灯输出一较低电压，同时流过灯丝变压器初级的电流经降压升流后分别由次级绕组T3-b、T3-c给灯管两端的灯丝提供幅度合适的预热电流。当预热达到规定时间时，TCC一方面通过磁偏置调节控制电路的其余电路减小施加到磁偏置可控振荡变压器的电流，降低逆变电路的工作频率，从而提高灯端电压点亮灯管，另一方面给双向可控硅TR2送去一触发电流，使其导通，从而关闭了预热电路，预热启动过程结束。
所述磁偏置调节控制电路除含有异常检测和定时控制电路TCC外，还含有磁偏置控制三极管Q1，高压限制二极管D19、D20，基极电阻R5、R22，整流二极管D6、D7、D8、D9、变压器T2的次级绕组T2-b、T2-c、T2-d、T2-e，其中Q1的集电极JA为磁偏置调节控制电路的输出端，接在磁偏置可控振荡变压器控制绕组T1-e的一端上，Q1的基极接在异常检测和定时控制电路TCC的一个输出端上，Q1的基极电阻R5的一端接在T1-e的另一端上。
本发明的异常保护电路，与预热电路共用由Q1、R5、R22、D6、D7、D8、D9、D19、D20、T2的次级绕组、异常检测和定时控制电路TCC以及T1的控制绕组T1-e构成的磁偏置调节控制电路。TCC检测异常状态是根据T2的次级经D6、D9全波整流而得到的脉动直流的幅值决定的，当这个幅值超过某一值一定的时间，则认为电路异常，这时TCC就通过磁偏置二极管Q1给T1-e施加一较大电流，使逆变电路工作频率提高，将输出到灯管的电压降到安全值以下，并一直将这一状态持续到撤去工频电源。其中二极管D19、D20的串联电路用于限制启动时的瞬间高压过高，这个串联电路中二极管的个数从一个到三个可根据T2的初次变化比做适当的调整。
最后，T1的控制绕组T1-e上还并联有R3、C3并联成的时间均衡电路，其中C3的取值范围为0.1-1μ，R3的取值范围为1-50μ。由于T1的两个环型磁芯的饱和磁通存在个体差异，这个差异将导致两个主电子开关导通时间不等，从而使输出电压波形上下不对称。电阻R3，电容C3的并联电路给控制绕组T1-e提供一个低阻抗的通路，在这个通路里产生的环流将抵消由两个磁芯饱和磁通不等造成的不均衡，强迫两个电子开关的导通时间趋于相等。
本发明由于采用磁偏置可控振荡变压器，含有控制绕组，实现了用较小的电流就可以控制逆变电路的工作频率，从而控制输出到灯管两端的电压，控制容易，用较低的成本实现了在启动预热和异常时对灯管两端电压的限制。含有专用灯丝变压器和启动后关闭预热电路可控硅的预热电路，既解决了一般灯丝预热电路中预热电流不可调整的问题，又可以在灯启动后将预热电路关闭，从而节约电能和延长灯管的寿命。
图1是实现本发明具体方案的电路图。
图2是异常检测和定时控制电路TCC的一个实施例。
图3是主电子开关MES1的一个实施例。
图4是主电子开关MES2的一个实施例。
图5是用两个环型磁芯和绕在其上的五个绕组构成的磁偏置可控振荡变压器的结构图。
图6是用“日”字型磁芯和绕在其上的五个绕组构成的磁偏置可控振荡变压器的结构图。
图7是磁偏置可控振荡变压器的对外等效电路以及与电路联接时极性关系，“＊”为同铭端标记。
图8是驱动两灯管时，灯管及预热电路的一个实施例。
图3和图4是主电子开关MES1和MES2的一个实施例，其中Q2、Q3选用BUT11或MJE13007或其它参数类似的三极管，D13、D16是加速Q2、Q3关断的二极管，可选1N4148的低压开关二极管，D14、D17是发射极串联二极管，可选用1N4001，D15、D18为钳位二极管，选用类似1N4007、1N5407等的高压二极管，R20、R21选8.2Ω电阻。当然主电子开关也可以采用以MOS场效应晶体管等其它自关断电子开关元件为主的电子开关。
图2给出了采用以比较器为主的异常检测和定时控制路TCC的一个实施例，第一个比较器IC1-A与电阻R11电容C9二极管D11一起构成触发器，再加上取样电阻R7、R8就构成了异常检测电路，第二个比较器IC1-B与R12、R13、C10等完成预热定时功能，二极管D12用于镇流器断电后快速地放掉定时电容C10上的电荷的，R15、Q3用于驱动磁偏置调节控制三极管Q1，同时还接受异常检测电路C控制。第三个比较器IC1-C和R16、C11、R17、R18、R19完成灯启动后关断预热电路的功能，R6、D10、Q2、C7为电路提供工作电源，R6取1K，R7取47K，R8取22K，R9、R10均取2.2K，R11、R12均取4.7K，R13取300K，R14取2.2K，R15取4.7K，R16取62K，R17、R18、R19均取2.2K，C7、C8、C9、C10均取4.7μ，C11取1μ，D10取13V稳压管，D11、D12均取1N4148，Q2、Q3均取9013，IC1取LM339，这组参数是一个比较方便并且经实践证明可行的选择，当然这些参数的大多数都允许有较大的变化范围而不影响性能，但应特别指出的是其中R7、R8的比值决定了认定为异常时灯管两端电压的值，电容C10，电阻R13决定了预热时间。
关于磁偏置控制变压器，当两个环型磁芯取外经为7mm，高4mm的尺寸，采用导磁率μ为2000的锰锌铁氧体时对于图2.3给出的电子开关，设计功率为40w，T1-a和T1-d绕8匝，T1-b和T1-c穿绕6匝时镇流器的正常工作频率约为38KHz，T1-e穿绕30匝左右控制电路即可正常工作。如由于磁性材料的饱和磁场强度的不同使得工作频率出现偏差，可以按比例增加线圈匝数即可调整。
关于灯丝变压器，当设计功率40w普通单管，灯管两端电压在启动时控制在180V，采用20×20×5的EI型M2000磁芯时，T3-a绕280匝，T3-b、T3-c分别绕70匝，预热电流约为0.75A。改变初次级变比，可以调整预热电流。
对于驱动双管的电路，预热电路中仅需要在预热变压器T3中增加一个绕组T3-d，并相应调整变压器的变比就可以了，图8给出了驱动两个灯管时灯管电路的电路图。
权利要求
1.一种由整流滤波电路1、启动触发电路2、逆变电路3、预热及异常保护电路4构成的荧光灯电子镇流器，其特征在于所述逆变电路的振荡变压器T1不但含有分别接在两个主电子开关MES1和MES2的2、3端之间的输出绕组T1-a、T1-b，以及串接在含有作为限流电感的变压器T2的初级绕组T2-a的支路中的反馈激励绕组T1-b或相互串联的T1-b和T1-c以外，还含有用于调节磁芯中直流磁场强度从而调节逆变电路工作频率的控制绕组T1-e，而使得T1成为磁偏置可控振荡变压器，预热和异常保护电路4中含有与磁偏置可控振荡变压器的控制绕组相联接的、用于提供磁偏置调节控制电流的输出端JA。
2.根据权力要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述磁偏置可控振荡变压器T1由两个环型磁芯和穿绕在其上的五个绕组T1-a、T1-b、T1-c、T1-d和T1-e构成，其中T1-a、T1-b穿绕在一个磁芯上，T1-c、T1-d穿绕在另一个磁芯上，控制绕组T1-e穿绕在两个磁芯上。
3.根据权力要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述磁偏置可控振荡变压器T1由一个“日”字型磁芯和绕在其上的五个绕组T1-a、T1-b、T1-c、T1-d和T1-e构成，其中T1-a、T1-b绕在磁芯的一个边框上，T1-c、T1-d绕在另一个边框上，控制绕组T1-e绕在中间的芯柱上。
4.根据权力要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述预热电路是由带专用灯丝预热变压器T3、在灯启动后将T3的初级短路的双向可控硅TR2，以及在启动时降低镇流器输出电压的磁偏置调节控制电路构成，其中T2的初级T2-a并联双向可控硅TR2后经串联谐振电容C6并联，在灯管两端T2的两个次级T2-b、T2-c则分别接在灯管两端的灯丝上，隔直电容C5和起电感作用的变压器初级绕组T2-a的串联电路经磁偏置可控振荡变压器的激励绕组T1-b、T1-c与主开关电路的输出联系起来。可控硅TR2的控制极接在异常检测和定时控制电路TCC的一个输出端4端上。
5.根据权力要求1、4所述的电子镇流器，其特征在于所述磁偏置调节控制电路由异常检测和定时控制电路TCC，磁偏置控制三极管Q1、基极电阻R5、R22、二极管D6、D7、D8、D9、变压器T2的次级绕组T2-b、T2-c、T2-d、T2-e和磁偏置可控振荡变压器控制绕组T1-e构成，其中Q1的集电极接至T1-e的一端上，Q1的基极接在异常检测和定时控制电路TCC的一个输出端2端上，Q1的基极电阻R5的一端接至T1-e的另一端上。
6.根据权力要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述异常保护电路与预热电路共用由Q1、R5、R22、D6、D7、D8、D9、D19、D20、T2的次级绕组，异常检测和定时控制电路TCC和T1-e构成的磁偏置调节控制电路。
7.根据权力要求1所述的电子镇流器，其特征在于所述磁偏置控制振荡变压器T1的控制绕组T1-e上还并联有由R3、C3相并联而成的时间均衡电路，其中C3的取值范围为0.1-1μ，R3的取值范围1-50μ。
全文摘要
本发明属于为荧光灯供电的逆变型电子镇流器。该镇流器逆变电路中振荡变压器是含有附加控制绕组的磁偏置可控振荡变压器，与之相联接的预热和异常保护电路在预热和电路异常时，用给该变压器施加控制电流的方法将输出到灯管的电压降到安全值以下。初级绕组上并联有双向可控硅的灯丝变压器为灯丝提供合适的预热电流，并且允许在预热完成后将其关闭。因此镇流器具有成本低、安全可靠和延长灯管寿命的优点。
文档编号H05B41/232GK1114098SQ9411062
公开日1995年12月27日 申请日期1994年6月2日 优先权日1994年6月2日
发明者陈洪成 申请人:陈洪成