专利名称：镇流器的制作方法
一般来说，本发明涉及与具有一定接通角的一个三端双向可控硅开关调光器结合用于驱动至少一只灯的一种镇流器，这种镇流器包括一个驱动器，用于根据一个调光信号控制灯的照度；和一个调光接口，用于根据所说接通角将所说调光信号传输到所说驱动器。本发明还涉及一种小型荧光灯。
三端双向可控硅开关控制的可调光小型荧光灯包括一个三端双向可控硅开关调光器和一个小型荧光灯。该三端双向可控硅开关调光器控制所传输的功率量值，从而控制由所说小型荧光灯产生的照度。三端双向可控硅开关调光器的特征在于具有接通角，即接通所说三端双向可控硅开关的点火角。最小的接通角对应于最大的灯光输出。但是，不存在能够接通所有三端双向可控硅开关调光器的一个最小接通角。所以由于不同的三端双向可控硅开关调光器的最小接通角的变化，使得很难有效地与一个小型荧光灯接合。
因此，需要提供一种改进的小型荧光灯，它能够有效地与具有不同最小接通角的三端双向可控硅开关调光器接合。这种接合可以将不同的最小接通角变换成表示最大灯光输出的信号。
一般来说，根据本发明的第一方面，与具有一定接通角的一个三端双向可控硅开关调光器结合用于驱动至少一只灯的一种镇流器包括用于根据一个调光信号控制灯照度的一个驱动器；和用于根据所说接通角将所说调光信号传输到所说驱动器的一个调光接口。所说驱动器包括用于通过减小表示接通角的信号电压形成对应于调光信号最大值的一个最小接通角的阈值装置。
由于不同的三端双向可控硅开关调光器最小接通角的不同而造成的调光信号的变化由所说阈值装置限定在容易被驱动器所接受的电压范围内。于是，所说阈值装置形成对应于最大调光电压信号的一个最小接通角(例如25-30度)。
三端双向可控硅开关调光器根据所说接通角产生一个脉冲。所说调光接口包括用于将所说脉冲宽度转换成一个成比例的平均整流电压的转换装置。所说成比例平均整流电压用作调光信号。一般来说，所说阈值装置包括一个齐纳二极管。所说调光接口还可以包括用于将接通角变换为表示占空比的信号的变换装置。变换装置通常包括一个齐纳二极管。
因此，本发明的一个目的是提供一种改进的小型荧光灯，它能够与具有不同的最小接通角的三端双向可控硅开关调光器有效地接合。
本发明的另一个目的是提供一种改进的镇流器，它具有一个接口，能够将不同的最小接通角变换为表示最大灯光输出的信号。
通过以下的说明可以在某种程度上使本发明的其它目的和优点更加清楚和显著。
为了能够充分理解本发明，以下描述将参照附图进行，在所说附图中
图1为根据本发明构成的一种用三端双向可控硅开关调光的小型荧光灯；图2为图1所示三端双向可控硅开关调光器的示意图；图3为一种小型荧光灯的示意4为用作图3所示驱动控制电路的一个集成电路的逻辑框图；和图5为图3所示施密特触发器的示意图。
如图1所示，一只小型荧光灯(CFL)10由用交流电源20表示的交流电源线通过一个三端双向可控硅开关调光器30供电。小型荧光灯10包括一个阻尼电磁干扰(EMI)滤波器40、一个辅助电源45、一个整流器/倍压器50、一个调光接口55、一个逆变器60、一个驱动控制电路65、一个负载70和一个功率反馈电路90。逆变器60的输出端用作CFL10的镇流器的输出端，与负载70相连。负载70包括一只灯85和由变压器T的一个初级线圈75和一组电容器80、81和82构成的一个调谐回路。阻尼EMI滤波器40显著地阻尼了由逆变器60产生的谐波(即振荡)。整流器/倍压器50对由交流电源20施加的正弦波电压进行整流以产生具有波动的直流电压，这个电压经过升压放大，变为基本恒定的直流电压，再施加到逆变器60。小型荧光灯10中除了灯负载70以外的那些部分通常是制成一体的，也就是说构成用于为灯负载70供电的一个镇流器。驱动控制电路65根据所需的照明照度以变化的转换频率驱动逆变器60。逆变器60将直流电压转换成方波电压波形施加到负载70。通过分别减小和增大这个方波电压波形的频率可以提高和降低灯的照度。
所需灯的照度由三端双向可控硅开关调光器30设定，所说调光器30通过一个调光接口55与驱动控制电路60连通。功率反馈电路90将来自调谐回路的一部分功率反馈到倍压器，从而在灯点亮之后只需要最小的功率因数补偿来维持三端双向可控硅开关的导通状态。辅助电源45为驱动控制电路65供电，以便当施加到逆变器60的干线电压瞬间下降时作为驱动控制电路65的补充电源，从而满足负载的需要。
如图2所示，三端双向可控硅开关调光器30通过一对导线21和22跨接在交流电源20两端。三端双向可控硅开关30包括一个电容器31，该电容器是通过与一个电感器32和一个可变电阻器33的串联联接充电的。一个两端交流开关34与一个三端双向可控硅开关35的选通电极相连。当电容器31两端电压达到两端交流开关34的击穿电压时，三端双向可控硅开关35导通。电流(即三端双向可控硅开关35的闭锁电流)通过电感器32和三端双向可控硅开关35供给CFL10。在60Hz,1/2波周期结束时，三端双向可控硅开关35中的电流值下降到低于其保持电流(即维持三端双向可控硅开关35导通所需的最小阳极电流)。三端双向可控硅开关35断开。通过改变可变电阻器33的电阻值可以调整点火角，即，三端双向可控硅开关35第一次导通时的0至180度之间的一个角度。可变电阻33可以是一个电位器，但是并不限于此。最大点火角由两端交流开关34的击穿电压限定。电感器32限定di/dt的上升或下降时间，从而保护三端双向可控硅开关35不会受到电流突然变化的影响。电容器36用作一个缓冲器和防止闪烁，特别是当三端双向可控硅开关35与CFL10之间的连线相对较长时。由这种长导线的电感和寄生电容引起的谐波用电容器36旁路滤掉。因此，三端双向可控硅开关电流值和三端双向可控硅开关36的工作不受三端双向可控硅开关35与CFL10之间导线长度的影响。于是避免了由于这种谐波造成的灯85的闪烁。
三端双向可控硅开关调光器30具有两个由/相对于CFL10限定的最小暗光设置。第一最小暗光设置(即最小开灯暗光设置)是能够开启灯85的最低暗光设置。第二最小暗光设置(即最小稳态暗光设置)处于比在最小开灯暗光设置接通角度更大的接通角度，在灯85已经达到其稳态工作状态之后可以转换到该第二最小暗光设置。为了确保无闪烁工作，CFL10在预热过程中处于最小开灯暗光设置时耗用的功率必须大于其在稳态过程中处于最小开灯设置与最小稳态设置之间的设置时所耗用的功率。与三端双向可控硅开关调光器30结合的CFL10在预热过程中处于最小开灯暗光设置时会流过大于预热之后的电流，从而CFL10能够完成预热过程，并且工作在稳态模式。
如图3所示，阻尼EMI滤波器40包括一个电感器41、一对电容器42和43、以及一个电容器44。电阻器44和电容器43串联连接在阻尼EMI滤波器的输出端，构成一个缓冲器。当开启三端双向可控硅开关35时，这个缓冲器阻尼由EMI滤波器40产生的振荡。如果不用由电阻器44和电容器43构成的缓冲器进行阻尼，这些振荡会使流过三端双向可控硅开关35的电流下降到低于其保持电流，从而导致三端双向可控硅开关35关断。电容器44和电容器43还提供了避免滤波器40对60Hz电力产生较大耗散的一条路径。
整流器和倍压器包括一对二极管D1和D2以及一对电容器53和54，构成一个级联半波倍压器。二极管D1和D2对由阻尼EMI滤波器产生的正弦波电压进行整流，产生具有波动的直流电压。电容器53和54一起构成一个缓冲电容器，将经过整流的正弦波电压升压放大，使之成为基本不变的直流电压，供给逆变器60。
一个电容器51和一对二极管D3和D4从谐振回路产生一个高频功率反馈信号，以下对此进一步讨论。该高频功率反馈信号在60Hz波形正半周期中使二极管D1和D3在导通和非导通状态之间转换。类似地，该高频功率反馈信号在60Hz波形负半周期中使二极管D2和D4在导通和非导通之间转换。从谐振回路(即线圈75和电容器80、81和82)获得的功率反馈使通过三端双向可控硅开关35的电流维持在其保持电流之上。在60Hz，1/2周期的大部分时间里(即约大于0.5毫秒)能够保持三端双向可控硅开关35的导通状态。
调光接口55提供了EMI滤波器40与驱动控制电路65之间的一个接口。三端双向可控硅开关35点火角度，即接通角度表示所需的照度。调光接口55将接通角度转换成(即转换三端双向可控硅开关35的导通脉冲宽度)一个成比例的、可供使用的平均整流电压(即调光信号)，并传输到驱动控制电路65中的一个集成电路(IC109)的DIM管脚。
调光接口55包括一组电阻器56、57、58、59和61；电容器62、63和64；一个二极管66和一个齐纳二极管67。IC109在电路中接地。但是，由调光接口55采样的电压，即施加到IC109的DIM管脚的电压，偏移一个直流分量。这个直流分流等于倍压器缓冲电容器电压，即电容器54端电压的一半。电容器62滤掉这个直流分量。电容器62的电容值也相对较大以适应线路频率。一对电阻器56和57构成一个分压器，它们与一个齐纳二极管67一起确定了用于产生调光信号的比例因数。电阻器56和57还构成电容器62的一个放电路径。齐纳二极管67的齐纳电压使施加到DIM管脚的平均整流电压减小。所以齐纳二极管67限定了施加到DIM管脚的最大平均整流电压(相当于全光输出)。齐纳二极管67将由于不同的三端双向可控硅开关调光器的最小接通角度之间差别产生的最大平均整流电压的变化限定在容易被IC109接受的电压范围。换句话说，齐纳二极管67限定了对应于调光信号最大值的最小接通角度(例如25-30度)。
齐纳二极管67还限定了三端双向可控硅开关35在60Hz波形的正半周期的最大点火(接通)角度(例如大约150度)。该点火角是根据所选择的电阻56和57以及齐纳二极管67的击穿电压值进行调整的。在某一点火角(例如大约150度)之上，总线101的干线电压太低，不足以在管脚VDD产生足够高的电压为IC109供电。所以逆变器60无法工作，灯85也不亮。
大部分三端双向可控硅开关调光器具有25-30度的最小点火(接通)角，这个角度对应于全光输出。在这些小接通角度，在电容器64上施加最大平均整流电压。一组电阻器56、57、58和59以及齐纳二极管67影响调光曲线，特别是确定了灯85产生全光输出的最大点火角。就是说，电阻器56、57、58、和59以及齐纳二极管67确定了根据所选定的三端双向可控硅开关35的点火角在IC109的DIM管脚检测到的平均整流电压。用于平均整流电压的电路由电阻器61和电容器64构成。电容器63将施加到电阻器61和电容器64的信号中的高频分量滤掉。
在60Hz波形的负半周期，二极管66将施加到平均电路(电阻器61、电容器64)的负电压限制为二极管压降(例如约为0.7伏特)。在另一个实施例中，可以使用一个齐纳二极管66’代替二极管66以使调光信号对于交流电源20的变化不敏感。齐纳二极管66’对施加到DIM管脚的电压进行箝位，使得可以根据电压的占空因数而不是根据平均整流电压确定所需照明度。例如，当将灯85的最大光输出的接通角度设定为大约30度时占空因数略微小于50％。当增大接通角度以减小灯85的光输出时，占空因数降低。
逆变器60为半桥式结构，并且包括一条B+(干线)总线101、一条返回总线102(即电路地线)和串联连接在总线101和总线102之间的一对开关100和112(例如功率场效应晶体管)。开关100和112在接点110连接在一起，并且共同构成一个推挽式输出电路结构。用作开关100和112的场效应晶体管分别具有一对栅极G1和G2。一对电容器115和118在接点116连接在一起，并且串联在接点110与总线102之间。齐纳二极管121与电容器118并联。二极管123连接在IC109的VDD管脚与总线102之间。
线圈75、电容器80、电容器81、和直流阻塞电容器126在接点170连接在一起。变压器T的一对次级线圈76和77与用于将电压施加在灯85的灯丝两端的初级线圈75耦合以在预热操作过程中和在以小于全光输出条件下控制灯负载时调节后者。电容器80、82、118、齐纳二极管121、开关112和电阻器153连接在一起并与电路地线相连。灯85、电阻器153和电阻器168在接点88连接在一起。一对电阻器173和174串联连接在接点175与连接灯85和电容器126的接点之间。电容器81和82串联连接在一起，并在接点83相连。整流器和倍压器50的电容器51与接点83相连。电阻器177连接在节点175与电路接地点之间。电容器179连接在接点175与接点184之间。二极管182连接在接点184与电路接地点之间。二极管180连接在接点184与接点181之间。电容器183连接在接点181与电路接地点之间。
驱动控制电路65包括IC109。IC109包括一组管脚。管脚RIND与接点185相连。电容器158连接在接点185与电路接地点之间。一对电阻器161和162以及一个电容器163串联连接在接点185与接点116之间。管脚RIND的输入电压反映出流过线圈75的电流值。流过线圈75的电流值是通过对变压器T次级线圈78的端电压采样获得的。然后利用由电阻器161和电容器158构成的一个积分器将与线圈75端电压成比例的采样电压积分。施加到管脚RIND的积分采样电压代表流过线圈75的电流。通过对线圈78的端电压先采样然后积分重构流过线圈75的电流使得在检测流过谐振电感器的电流时所造成的功率损失大大小于常规电路(例如检测电阻)。而且由于这个电流在灯85、谐振电容器80、81和82、以及功率反馈线路87之间分流，用别的方式重构流过线圈75的电流要困难得多。
管脚VDD经由电阻器103与导线22相连以提供驱动IC109的起动电压。管脚LI1经由电阻器168与接点88相连。管脚LI2经由电阻器171与电路接地点相连。输入管脚LI1与LI2的电流之间的差值反映了流过灯85的电流。管脚VL经由电阻器189与接点181相连，其端电压反映了灯85的峰值电压。流出管脚CRECT、并且经过由电阻器195和电容器192构成的一个并联RC电路和由电阻器193和电容器194构成的一个串联RC电路流入电路接地点的电流反映了灯85的平均功率(即灯电流与灯电压的乘积)。VDD管脚与一个电阻器199的串联组合构成一个任选的外部直流偏移电路，下文中将对此详细解释，从而使得有一个直流偏移电流通过电阻器195流入电路接地点。
电容器192用于为电阻器195产生经过滤波的直流端电压。电阻器156连接在管脚RREF与电路接地点之间，并用于设定IC109中的基准电流。连接在CF管脚与电路接地点之间的电容器159用于设定电流控制振荡器(CCO)的频率，下文中对其进行更加详细的讨论。连接在一个管脚与电路接地点之间的一个电容器165用于为预热循环和下文中所讨论的非振荡/准备模式定时。管脚GND与电路接地点直接相连。一对管脚G1和G2分别与开关100和112的栅极G1和G2直接相连。与接点110直接相连的管脚S1代表开关100的源极电压。管脚FVDD通过一个电容器138与接点110相连，并代表IC109的浮动电压。
逆变器60和驱动控制电路65的工作如下所述。开始阶段(即在启动过程中)，当电容器157按照电阻器103和电容器157的RC时间常数充电时，开关100和112分别处于非导通和导通状态。流入IC109管脚VDD的输入电流在这个启动阶段维持在低电流值(小于500微安)。连接在接点110与管脚FVDD之间的电容器138充电到近似等于VDD电位的相对恒定的电压，并用作开关100的驱动电路的电压源。当电容器157的端电压超过电压导通阈值(例如12伏特)时，IC109进入其工作(振荡/转换)状态，开关100和112以恰好高于由线圈75和电容器80、81和82确定的谐振频率的一个频率分别在它们的导通和非导通状态之间往复转换。
当逆变器60开始振荡时IC109首先进入预热周期(即预热状态)。接点110的电位根据开关100和112的转换状态在大约0伏特与总线101的电位之间变化。电容器115和118用于使接点110的电压上升和下降速率减缓，从而减少转换损失和由逆变器60产生的EMI量值。齐纳二极管121在接点116产生脉动电压，并通过二极管123施加到电容器157。从而在IC109的管脚VDD施加相对较大的工作电流，例如10-15毫安。电容器126用于阻塞直流电压分量，使之不被施加到灯85上。
在预热周期中灯85处于非点燃状态，就是说，在灯85内没有产生电弧。IC109的起始工作频率大约为100kHz，是由电阻器156和电容器159以及开关100和112的反向二极管导通时间设定的。IC109随即以IC内部设定的速率减小工作频率。频率持续减小直到由电阻器161和电容器158构成的RC积分器的峰值端电压，即在管脚RIND检测到的电压，等于-0.4伏特(即负峰值电压等于0.4伏特)为止。调节开关100和112的转换频率以使管脚RIND的检测电压保持在等于-0.4伏特，从而在接点110具有大约80-85kHz的相对不变的频率(定义为预热频率)。相对不变的RMS电流流过线圈75，线圈75通过与线圈76和77耦合能够充分地预调灯85的灯丝(阴极)以便点燃灯85，和保持较长的灯寿命。预热周期的持续时间由电容器165设定。如果电容器165的值为零(即开路)，则无法对灯丝进行有效的预热，因而灯85是立即进入工作状态的。
在预热操作结束时，如由电容器165所确定的，管脚VL为低逻辑电平。管脚VL在预热过程中为高逻辑电平。IC109现在开始以在IC109内部设定的速率从其在预热过程中的转换频率变换到无负载状态的谐振频率(即在灯85启辉之前线圈75和电容器80、81和82的谐振频率，例如60kHz)。当转换频率接近谐振频率时，灯85的端电压迅速上升(例如600-800伏特的峰值)，通常足以点燃灯85。一旦灯85点亮，流过其中的电流从几个毫安上升到几百个毫安。根据在管脚LI1和LI2之间的电流差值在这两个管脚检测到的流过电阻153的电流，该电流等于灯电流，分别与电阻168和171成比例。利用由多个二极管和182以及电容器183构成的一个峰间检测电路检测利用由电阻器173、174和177组成的分压器标定的灯85的端电压，因而接点181具有与灯的峰值电压成正比的直流电压。利用电阻器189将接点181的电压转换成进入管脚VL的电流。
流入管脚VL的电流在IC109内部与管脚LI1与LI2之间的差动电流相乘，从而将从管脚CRECT输出的经过整流的交流电流输入由电容器192和电阻器195构成的并联RC电路和由电阻器193和电容器194构成的串联RC电路。这些并联RC电路和串联RC电路将经过整流的交流电流转换成与灯85的功率成正比的直流电压。利用包含在IC109内部的一个反馈电路/回路迫使管脚CRECT的电压等于管脚DIM的电压。从而调节由灯85消耗的功率。
所需的灯85的照度由DIM管脚的电压设定。所说反馈回路包括一个灯电压检测电路和一个灯电流检测电路，下文中将对此进行更加详细的讨论。根据这个反馈回路调节半桥式逆变器60的转换频率，从而使CRECT管脚电压等于管脚DIM的电压。管脚CRECT的电压在0.5至2.9伏特之间变化。不论何时，当管脚DIM的电压上升到超过2.9伏特或下降到低于0.5伏特，在集成电路内部分别将电压箝位在2.9伏特或0.5伏特。在DIM管脚输出的信号是通过相位角调节产生的，在这个过程中截止了交流输入线电压的一部分相位。利用调光接口55将输入线电压的接通相位角转换成一个直流信号，并输入管脚DIM。
当灯85点燃时CRECT管脚的电压为零。当灯电流增大时，在CRECT管脚产生的、正比于灯电压与灯电流乘积的电流使电容器192和194充电。逆变器60的转换频率降低或提高，直到管脚CRECT的电压等于DIM管脚的电压。当将调光量设定在全光(100％)输出时，电容器192和194可以充电到2.9伏特，所以由于反馈回路的作用CRECT管脚电压上升到2.9伏特。在电压上升过程中，反馈回路为开路状态，下文中对此进行更加详细的讨论。当CRECT管脚电压达到约2.9伏特时，反馈回路关闭。类似地，当将调光量设定为最小光输出时，电容器192和194可以充电到0.5伏特，所以由于反馈回路的作用CRECT管脚电压上升到0.5伏特。通常，DIM管脚0.5伏特的电压相当于全光输出的10％。对于低至全光输出1％的极暗调光量，可以采用由电阻器199产生的外部偏移电压，在其它情况下是不需要采用这种方式的，从而DIM管脚0.5伏特的电压对应于全光输出的1％。当将调光量设定为最小光输出时，CRECT电容器在反馈回路关断之前充电到0.5伏特。
现有技术的灯如果在开灯时设定为暗光，则通常会出现启辉闪烁现象。超过所需照度的闪烁光是由于在启辉之后向灯提供较高功率相对较长和不必要的时间(例如长达几秒钟)而产生的。这样，现有技术的小型荧光灯启辉电路确保了灯能够顺利点燃。但是，根据本发明，使启辉闪烁减到最少。在较低的暗光设置条件下在启辉之后的强光状态持续时间非常短，而且使不需要的光闪烁对于视觉的冲击减至最小。通过利用反馈回路减小在启辉之后立即供给灯85的功率值实现了基本避免启辉闪烁。
在汞齐荧光灯的情况下，当汞齐温度超过预定值时灯电压显著降低。汞蒸气压降低引起灯电压下降。在这种状态下，调节灯功率会产生极高的灯电流，从而损坏灯电极和缩短灯的寿命。
根据本发明，通过将接点81的最小电压箝位使之等于VDD管脚电压可以使灯电流维持在可接受的量值，其中所说VDD管脚电压小于二极管186的电压降。利用由二极管和182以及电容器183构成的一个峰间检测电路检测由电阻器173、174和177组成的分压器标定的灯85的电压，从而接点181具有正比于灯的峰值电压的一个直流电压。
接点181的电压保持在等于或不小于VDD管脚电压的量值，并由电阻器189转换成流入管脚VL的电流，其中所说VDD管脚电压小于二极管186的电压降。由于IC109调节灯的功率并且通过将采样灯电压箝位在一个最小值，使灯电流限定在可接受的最大量值。
设置了由变压器T的次级线圈78、电阻器162和电容器163构成的一个辅助电源以避免闪烁。闪烁是由于在IC109关断瞬间管脚VDD电压值下降到低于IC109工作所需最小阈值引起的。当灯85点亮时，CFL10通过更大的电流，这会引起总线101上的电压瞬间降低。由于管脚VDD的电压依赖于总线101供给的电压，所以管脚VDD电压瞬间减小到低于该阈值就会导致闪烁现象发生。
辅助电源是主电源的补充。由齐纳二极管121形成的主电源向电容器157提供脉动电压以使该电容器充电。VDD管脚电压设定为等于电容器157的端电压。辅助电源在预热过程之后，而不是在预热过程中，通过与线圈78的端电压耦合，借助于电阻器162、电容器163和二极管123向管脚VDD施加整流电压。辅助电源向管脚VDD提供一个直流偏置电压，这样确保了管脚VDD的电压保持在驱动IC109所需的大约10伏特的最小阈值电压之上。从而避免了当开启灯85时由于负载增加引起的灯光的瞬间中断(即闪烁)。
功率沿从接点83至连接二极管D2和D4以及电容器51的接点的功率反馈线路87反馈到整流器/倍压器50。为了降低在启辉和调光状态下由整流器/倍压器传输到灯85的过度放大的电压和增大电流量，已经将由谐振回路的电容器81和82所表示的电容分布在其间。反馈电流仅仅流过电容器81，并且依赖于电容器81与电容器82的比值。电容器81与电容器82的比值依赖于灯电压(即灯85的端电压)与线电压(即交流电源20的电压)的比值。
当线电压为正电压时二极管D1和D3导通。当线电压为负电压时二极管D2和D4导通。在主线电压(即交流电源20的电压)的每半周期的峰值期间，电容器81不产生高频反馈。就是说，主线电压每半周期的峰值电压大于接点83的电压，使得馈入整流器/倍压器50的高频反馈被二极管D2和D4阻塞。
电容器51是一个直流阻塞电容器，它将连接二极管D1和D3的接点与连接二极管D2和D4的接点相对于来自电容器81的高频反馈电连接。从而电容器51确保了对于主线电压的正负半周期都是相同的(即对称的)。反馈量值根据主线电压和暗光设置而改变。电容器81和82与灯85相对于反馈到整流器/倍压器50的高频功率有效地并联。反馈到整流器/倍压器50的功率反映了灯85的端电压。
可取的是，功率反馈电路使得CFL10可以以小于1.0(例如大约0.7)的功率因数工作。当功率因数约为1.0时，对于逆变器60和负载70中的各种器件所产生的应力远大于在较小功率因数时产生的应力。功率反馈电路使功率因数提高到足以维持三端双向可控硅开关35导通状态所需的大约0.7的最小量值。
现在参见图4,IC109包括一个功率调节和调光控制电路250。管脚LI与1LI2之间的差动电流传输到一个有源整流器300。有源整流器300采用具有非二极管电桥的内部反馈电路的一个放大器对交流波形进行全波整流，以避免通常由二极管产生的任何电压降。电流源303响应有源整流器300的输出产生代表流过灯85的电流的一个整流电流ILDIFF，该电流从电流乘法器306的两个输入端之一输入。
在预热过程中导通一个P沟道MOSFET331，而关断一个N沟道MODFET332，从而将VL管脚电压上拉到管脚VDD的电压电位。在预热周期结束时(例如1秒钟的持续时间)，P沟道MOSFET331关断，而N沟道MOSFET332导通，以便逆变器60能够进行功率调节和调光控制操作。预热周期之后电流流过VL管脚和N沟道MOSFET332，并由电阻器333标定。电流源(即电流放大器)336响应来自VL管脚的标定电流产生一个电流信号IVL。电流箝位电路339限定了输入乘法器306的另一个输入端的电流信号IVL的最大值。电流源309响应乘法器306的输出产生电流ICRECT，该电流输入CRECT管脚和一个误差放大器312的非反相输入端。如图3所示，电容器192和电阻器195的并联电路与电阻器193和电容器194的串联电路并联，将CRECT管脚的整流电流转换成直流电压。现在再参见图4，DIM管脚的直流电压施加到电压箝位电路315。电压箝位电路315将CRECT管脚电压限定在0.3-3.0伏特之间。电压箝位电路315的输出传输到误差放大器312的倒相输入端。误差放大器312的输出控制流过电流源345的电流IDIF的量值。电流比较器348将电流IDIF与基准电流IMIN和电流IMOD进行比较，并输出具有最大幅值的电流信号。IMOD电流由一个开关电容积分器327控制。由电流比较器348输出的电流产生一个控制信号，其确定了VCO318的振荡(转换)频率。当灯启辉时，CRECT管脚电压和IDIF电流为零。比较器348的输出选自IMIN、IDIF和IMOD中的最大电流值，即IMOD。当CRECT管脚电压上升至DIM管脚电压时，IDIF电流增大。当IDIF电流超过IMOD电流时，比较器348的输出等于IDIF电流。
反馈回路以误差放大器312为中心，包括IC109的许多内置器件和外置器件，以使CRECT管脚电压等于DIM管脚电压。当DIM管脚电压低于0.3伏特时，在误差放大器312的倒相输入端施加一个0.3伏特的直流电压。当DIM管脚电压超过3.0伏特时，在误差放大器312施加3.0伏特电压。施加到DIM管脚的电压范围应为(并且包括)0.3伏特至(并且包括)3.0伏特，以实现灯85的最大照度与最小照度10∶1的所需比值。乘法器306的输入信号由电流箝位电路339箝位以对输入乘法器306的电流进行适合的标定。
CCO318的频率响应比较器348的输出控制半桥式逆变器60的转换频率。在预热和在启辉波动过程中比较器348向CCP318提供IMOD电流。在稳态工作过程中比较器348向CCO318输出IDIF电流。CCO318响应由比较器348输出的IMIN电流限定最小转换频率。所说最小转换频率还依赖于电容器159和电阻器156，它们分别从外部连接在IC109的管脚CF和RREF。当CRECT管脚电压与DIM管脚电压相同时，逆变器60进入闭环操作状态。误差放大器312调节由比较器348输出的IDIF电流，以便使CRECT管脚电压保持等于DIM管脚电压。
谐振电感器电流检测电路监测谐振电感器的电流，如由RIND管脚信号所表示的，以确定逆变器60是否处于或近电容性工作模式。当流过线圈75的电流超前于开关112的端电压时，逆变器60处于电容性工作模式。在近电容性工作模式时，流过线圈75的电流接近，但是还没有超前于开关112的端电压。例如，在根据线圈75和电容器80、81和82给定大约50kHz的谐振频率的情况下，当流过线圈75的电流滞后于开关112端电压，但是在1微妙范围内时，处于近电容性工作模式。
电路364还检测开关100或110是否发生前向导通或本体二极管导通(从基极向漏极导通)。当开关100或112处于前向导通状态时，由谐振电感器电流检测电路364产生的信号IZEROb，即在触发器电路370的Q输出端产生的信号IZEROb为高逻辑电平，而当开关100或112的本体二极管导通时，该信号为低逻辑电平。信号IZEROb传输到CCO318的IZEROb管脚。当信号IZEROb为低逻辑电平时，CF管脚379的波形基本为恒直电平。当信号IZEROb为高逻辑电平和开关100处于导通状态时，CF管脚电压上升。当信号IZEROb为高逻辑电平和开关112处于导通状态时，CF管脚电压减小/降低。
当逆变器60的转换频率处于电容性工作模式或近电容性工作模式时，由谐振电感器电流检测电路364产生的信号CM，即由OR门373产生的信号CM为高逻辑电平。当信号CM为高逻辑电平时，开关电容器积分器327将使电流源329的输出(即IMOD电流)增大。IMOD电流幅值的增大使得比较器348将IMOD电流传输到VCO318，从而使逆变器60的转换频率提高。谐振电感器电流检测电路364通过监测在IC109的管脚G1和G2产生的每个门驱动脉冲的前沿(上升边沿)期间管脚RIND的电压波形的极性(+或-)来检测是否处于近电容性工作模式。如果在门脉冲G1前沿期间管脚RIND的电压波形极性为+(正)或者在门脉冲G2前沿期间管脚RIND的电压波形极性为-(负)，则逆变器60处于近电容性工作模式。
当逆变器60处于电容性工作模式时，NAND门376输出一个高逻辑电平的CMPANIC信号。一旦检测到电容性工作模式，IMOD电流值就响应开关电容性积分器327输出的迅速上升而迅速上升。VCO318根据IMOD信号、电阻器156和电容器159控制逆变器60的最大转换频率的相对瞬间的上升。通过监测在IC109的管脚G1和G2产生的每个门驱动脉冲的后沿(下降边沿)期间管脚RIND电压波形的极性(+,-)来检测电容性工作模式。如果在门驱动脉冲G1后沿期间RIND管脚电压波形极性为-(负)或者在门驱动脉冲G2后沿期间管脚RIND电压波形极性为+(正)，则逆变器60处于电容性工作模式。
电路379响应电容器165(连接在管脚CP与电路接地点之间)的值设定预热灯85的灯丝的时间和使逆变器60进入准备工作模式。在预热周期中，在CP管脚产生两个脉冲(持续1秒以上)。在预热周期中逆变器60的转换频率约为80kHz。在预热周期结束时，信号IDNST处于高逻辑电平以开始启辉操作，即在从约80khz的转换频率至(但是大于)线圈75和电容器80、81和82的谐振频率，例如约为60kHz(无负载谐振频率)的范围中进行启辉扫描。所说启辉扫描速率可以为例如10kHz/毫秒。
IC109调节在RIND管脚检测的、流过谐振线圈75的电流幅值。当RIND管脚的电压幅值超过0.4伏特时，由比较器348输出的信号PC为高逻辑电平，使得开关电容器积分器327的输出调节IMOD电流值。RMS转换频率的提高使得流过谐振线圈75的电流幅值减小。当RIND管脚的电压幅值下降到低于0.4伏特时，信号PC为低逻辑电平，使得开关电容器积分器327的输出调节IMOD信号值，从而使转换频率降低。进而使流过谐振线圈75的电流增大。实现对流过谐振线圈75的电流值的精确调节使得在预热过程中灯85的每根灯丝的端电压基本恒定。或者，通过将一个电容器(未示出)与每根灯丝串联，也能实现在预热过程中流过灯丝的电流基本恒定。
电路379还包括一个启辉定时器，该定时器在预热周期结束时启动。启动之后，在CP管脚产生一个脉冲。如果在这个脉冲之后，检测到逆变器电容性工作模式或灯85的过电压状态，IC109就进入准备工作模式。在准备过程中，VCO318停止振荡，开关112和100分别保持导通和非导通状态。为了退出准备工作模式，IC109的电源电压(即施加到VDD管脚的电压)必须降低到至少或者低于断开阈值(例如10伏特)，然后提高到至少开启阈值(例如12伏特)。
该预热定时器包括一个施密特触发器400(即滞后比较器)，用于设定CP波形的触发点。这些触发点表示施加于施密特触发器400输入端用于触发或关断后者的电压。在导通状态下开关403为电容器165提供一条放电路径。在施密特触发器400产生的各个脉冲持续期间开关403始终处于导通状态。只要CP管脚的电压超过由施密特触发器400形成的上部触发点，电容器165就会放电。放电路径包括CP管脚、开关403和电路接地点。电容器165由一个电流源388充电。当检测到电容性工作模式时，如在NAND门376产生的CMPANIC信号所反映的，开关392接通。电容器165现在还可以由电流源391充电。当检测到电容性工作模式时对电容器165充电的电流要增大10倍。CP管脚的电压在不处于电容性工作模式时所需时间的1/10时间里达到施密特触发器400的上部触发点。所以在检测到电容性工作模式时的CP管脚脉冲长度只是没有检测到电容性工作模式时脉冲长度的1/10。因此，只要转换频率的提高没有消除电容性工作模式，IC109就会在相对较短的时间里进入准备工作状态。
预热定时器还包括一个D型触发计数器397。NAND门406的输出端产生一个信号COUNT 8b，该信号在启辉周期结束时为低逻辑电平。只要检测到灯85处于过电压最小阈值状态(即如OVCLK所表示的)或者逆变器处于电容性工作模式(即如信号CMPANIC表示的)，门412就会输出一个高逻辑电平。当门415的输出为高逻辑电平时，开关403接通，于是电容器165开始放电。
如上所述，在预热周期之后，从VL管脚输出的输入电流经由电流源336进入乘法器306以进行功率调节和调光控制。从VL管脚输出的输入电流还分别通过电流源417、电流源418和电流源419进入比较器421、424和427的非倒相输入端。
比较器421响应检测到灯电压超过过电压最小阈值的结果启动启辉定时器。当在启辉定时器结束工作之后仍然存在过电压最小阈值状态时，IC109进入准备工作模式。一个D型触发器430在管脚G2产生的门驱动脉冲的下降沿对比较器421的输出进行计时。D型触发器433与AND门436和NOR门439的逻辑组合使得开关(一个N沟道MOSFET)440断开，从而在第一次启辉扫描过程中当超过过电压最小阈值时阻塞ICRECT信号。触发器433的D输入端与一个内部节点385相连。触发器433的D输入端在预热周期结束时如果检测到过电压最小阈值状态，则为高逻辑电平。触发器433的输出端响应其D输入端的高逻辑电平，为低逻辑电平，从而门439的输出转换到低逻辑电平。开关440断开，从而阻塞ICRECT信号进入CRECT管脚。当ICRECT信号被阻塞不能进入CRECT管脚时，电容器192通过电阻器195放电。如果没有使用外部偏置分支198，就会发生完全放电。当如图所示使用了外部偏置分支时，发生部分放电。在两种情况下，电容器192的放电都使CRECT管脚电压降低以确保反馈回路不闭合。在预热周期中，内部节点385的IGNST信号为低逻辑电平。所以NOR门439在预热过程中将关断开关440。没有ICRECT信号施加于误差放大器312或输出CRECT管脚，从而使电容器192放电。
当启辉扫描开始时，这个阶段是在预热周期结束后立即开始的，IGNST信号为高逻辑电平。开关440现在接通，并且在启辉扫描过程中保持接通状态，直到比较器421检测到过电压最小阈值(例如，在启辉过程中施加于灯85的最大电压的1/2)为止。在启辉扫描过程中，转换频率降低，使得灯85的端电压和检测的灯电流增大。使电容器192充电的ICRECT信号的幅值增大导致CRECT管脚电压的增大。在较低调光值时，CRECT管脚的电压等于DIM管脚的电压。在没有其它干扰的情况下，检测到这两个电压之间没有差别的误差放大器312会在成功地启辉灯85之前过早地闭合反馈回路。
为了避免反馈回路的过早闭合，在启辉扫描过程中门439将关断开关440和保持开关440处于关断状态，直到由比较器421检测到存在过电压最小阈值状态为止。通过阻塞ICRECT信号使之不能进入CRECT管脚，CRECT管脚电压下降。从而即使在DIM管脚电压设定为极暗光照值时也能够防止CRECT管脚电压等于DIM管脚电压。所以，反馈回路在启辉扫描过程中不能闭合，从而不会影响成功地启辉。可取的是，开关440仅仅在启辉扫描过程中关断，从灯电压达到过电压最小阈值时开始，一直持续到灯85启辉。在开关440关断的同时，电容器192可以通过电阻器195充分地放电以确保反馈回路在启辉扫描过程中不会过早地闭合。
现有技术的小型荧光灯为了确保灯的启动，在灯上施加相对较高的功率不必要长的时间(例如长达数秒)。当试图以相对较低照度开启灯时，在灯上施加相对较高功率的不必要长的时间会导致产生被称为启辉闪烁的状态。在这种状态下，会出现大大超过所需照度的瞬间闪光。
根据本发明，已经基本消除了启辉闪烁现象，就是说，已经减小到难以察觉的程度。通过避免在灯85上施加相对较高功率不必要长时间实现了基本消除启辉闪光。更具体地说，在灯点燃之后在施加于灯85的相对较高功率降低幅值之前其施加时间约为1毫秒或更短时间。灯功率的这种即刻减小是通过在允许开关440再次闭合之前监测过电压状态，特别是在灯电压下降到低于过电压最小阈值时(如比较器421所确定的)而实现的。在灯85成功启辉时灯功率立即下降到低于过电压最小阈值。换句话说，在可能产生启辉闪光的大部分调光值情况下，通过首先检测灯电压达到和/或超过过电压最小阈值的时间，然后检测灯电压下降到低于过电压最小阈值的时间，而避免了启辉闪光现象的发生。
当灯电压超过过电压最大阈值(例如过电压最小阈值的两倍)时比较器421的输出为高逻辑电平。当比较器421的输出为高逻辑电平，而没有检测到近电容性工作模式时，开关电容器积分器327根据处于高逻辑电平(即由触发器445输出的高逻辑电平的信号FI(频率提高))的D型触发器445的Q输出以固定速率(例如以10kHz/毫秒的扫描速率)提高VCO318的振荡频率，进而提高转换频率。所以，减小了逆变器60的转换周期的时间间隔。当比较器421的输出为高逻辑电平，并且检测到近电容性状态时，开关电容器积分器327根据NAND门442呈高逻辑电平的输出(即由NAND门442输出的高逻辑电平信号FSTEP(频率步进))将VCO318的振荡频率提高，进而立即将转换频率立即提高到其最大值(例如100kHz)。响应VCO318的最大振荡频率值，逆变器60的转换周期减小到其最小时间间隔(例如10微妙)。
当灯电压超过过电压紧急阈值(即超过过电压最大阈值)时比较器427的输出为高逻辑电平。当比较器427的输出为高逻辑电平时，开关电容器比较器327根据NAND门442的高逻辑电平输出(即由NAND门442产生的高逻辑电平的信号FSTEP(频率步进))立即将VCO318的转换频率提高到其最大值。
门驱动电路320在本领域中是熟知的，在美国专利US-5373435中有更加充分的介绍。美国专利US-5373435中对于门驱动电路的介绍以引用方式结合在本申请中。IC109的管脚FVDD、G1、S1和G2相当于美国专利US-5373435的图1中所示的节点PI、P2、P3和GL。本说明书图3中所示的信号G1L和G2L分别对应于美国专利US-5373435中当上部驱动DU通路时端点INL和控制器与电平移相器之间的信号。
电源调节器592包括一个带隙调节器595，其产生大约5伏特的输出电压。调节器595可以在很宽的范围温度和电源电压(VDD)内工作。施密特触发器的输出(即滞后比较器)598，称之为LSOUT(低电源输出)信号，标志电源电压的状态。当VDD管脚的输入电源电压超过开启阈值(例如12伏特)时，LSOUT信号为低逻辑电平。当VDD管脚的输入电源电压下降到低于关断阈值(例如10伏特)时，LSOUT信号为高逻辑电平。在启动过程中，LSOUT信号为高逻辑电平，其将锁存器601的输出，即STOPOSC信号，设定为高逻辑电平。VCO318响应高逻辑电平的STOPOSC信号，使VCO318停止振荡，并将CF管脚电压设定为等于带隙调节器595的输出电压。
当VDD管脚的电源电压超过开启阈值使得LSOUT信号为低逻辑电平时，STOPOSC信号为低逻辑电平。VCO318响应驱动逆变器60的低逻辑电平的STOPOSC信号，以如这里所述的转换频率振荡，并且施加于CF管脚的信号具有基本梯形的波形。当VDD管脚电压下降到低于关断阈值和管脚G2的门驱动信号为高逻辑电平时，VCO318停止振荡。开关100和112分别保持它们的非导通和导通状态。
当NOR门604的输出为高逻辑电平时，锁存器601的输出也为高逻辑电平，使得VCO318停止振荡，并且处于准备工作模式。当启辉周期结束之后，或者当检测到灯85处于过电压状态或逆变器处于电容性工作模式时，NOR门604的输出，表示为NOIGN信号，呈高逻辑电平。当将灯85从电路中移走时，就会出现这些状态。当灯85没有能够点燃时也会出现过电压状态。
图5表示施密特触发器598。一组电阻器701、704、707和710串联连接，构成管脚VDD与电路接地点之间的一个分压器。在施密特触发器的第一实施例中晶体管713的导通状态是根据信号IGNST线的逻辑电平进行控制的。施密特触发器的这个第一实施例通过闭合开关714代表。施密特触发器598中开关714的闭合与取消开关714，而将信号IGNST线与晶体管713的栅极直接相连的效果是相同的，而且后者更可取。
比较器719倒相输入端的电压取决于分压器，而分压器又依赖于管脚VDD的电压和信号IGNST线的逻辑电平。比较器719将倒相输入端的电压与VREG595的电压进行比较。输出信号LSOUT的高逻辑电平与低逻辑电平之间的滞后效果通过电阻器716提供。
管脚VDD的电压在预热周期中和在预热周期之后是变化的。信号IGNST在预热周期中为高逻辑电平，而在预热周期之后为低逻辑电平。VCO318停止振荡时的VDD管脚电压(下文中称之为低电压锁定(UVLO)电平)根据信号IGNST电平的不同而变化。当信号IGNST为高逻辑电平时(即在预热过程中)UVLO电平为比当信号IGNST为低逻辑电平时(即在预热之后)更高的阈值。
根据本发明的另一个实施例，通过不再将信号IGNST输入晶体管栅极713可以改进施密特触发器598(下文中称之为另一种施密特触发器实施例)。UVLO电平现在就不再变化。另一种施密特触发器实施例用断开开关714代表。在所说的另一种施密特触发器实施例中，断开开关714与取消晶体管713、开关714并与信号线IGNST相连的效果相同，而且后者更为可取。
本发明通过使用施密特触发器598和/或辅助电源避免了灯85的闪烁。施密特触发器598和/或辅助电源避免了由于VDD管脚电压下降到低于驱动IC109所需的最小阈值而引起的IC109的瞬间关断。通过辅助电源(即次级线圈78、电阻器162和电容器163)补充主电源(由齐纳二极管121向电容器157施加脉动电压而形成)和/或降低UVLO阈值，当灯85开启时，管脚VDD的电压电平可以保持在UVLO电平之上。通过改变在预热过程中和在预热过程之后施加于管脚VDD的电压和/或UVLO电平，当灯85开启时，可以将管脚VDD的电压保持在UVLO电平之上。
所以，IC109的VDD管脚具有至少一个变化输入信号用于驱动IC109。当使用施密特触发器598而不是另一种施密特触发器实施例时，VDD管脚电压的特征在于根据工作模式的不同采用不同的预定非零电压范围。在预热模式过程中，VDD管脚电压通常在大约12伏特的上限与大约10伏特的下限之间变化。在预热模式之后(即在灯开启过程中和在开启之后)，VDD管脚电压通常在大约12伏特的上限与大约9伏特的下限之间变化。
当使用另一种施密特触发器实施例而不是施密特触发器598时，VDD管脚电压的特征在于在预热模式过程中和在预热模式之后都采用相同的预定非零电压范围。在另一种施密特触发器实施例中在预热模式过程中和在预热模式之后VDD管脚的电压一般都在大约12伏特的上限与大约10伏特的下限之间变化。
应当理解，辅助电源可以与施密特触发器598或与另一种施密特触发器实施例结合使用。同样，施密特触发器598可以在没有辅助电源的情况下使用(即不需要辅助电源)。
VL管脚用于调节灯功率，保护灯不处于过电压状态和提供一个输出驱动信号以区别预热过程和正常调节过程。VL管脚的输入信号为正比于灯电压的电流(例如峰值电压或整流平均值)。VL管脚电流输入乘法器306，该乘法器产生表示灯电压与灯电流乘积的一个信号，并且如上所述，用于调节灯功率。VL管脚电流还输入比较器421、424和427以检测过电压状态。但是由于在灯85中还不存在完全电弧放电，所以在预热过程中不需要调节灯功率。在预热过程中，逆变器60以大大高于由线圈75和电容器80构成的无负载LC谐振回路的谐振频率的频率工作。在预热过程中使用的这种极高频率使得灯85的端电压相对较低，所以不会损坏小型荧光灯10或灯85内部的各种器件。
在预热过程中，P沟道MOSFET331导通，N沟道MOSEFT332关断，从而VL管脚具有与VDD管脚相同的电压电位。所以，在预热过程中VL管脚呈高逻辑电平，而在其它情况下(例如在启辉过程中和在稳态下)呈低逻辑电平。VL管脚的这两个不同的逻辑电平识别出逆变器60是否处于预热或非预热工作模式。
当流过线圈75的电流在相位上超前于开关112端电压时，逆变器93处于电容性工作模式。在近电容性工作模式下，流过线圈75的电流略微滞后于开关112端电压，但是仍然在预定时间间隔范围内(例如一般约为1微妙)。换句话说，流过线圈75的电流以预定的相位差滞后于开关112端电压。
为了使逆变器60的转换频率脱离进入电容性工作模式和如果已经进入电容性工作模式则尽可能快地脱离电容性工作模式，在逆变器的一个转换周期中的每隔1/2周期将灯电流与两个门电压中不同的一个进行比较以确定相位差。与此对照的是，现有技术的电容性模式保护电路无法区别电容性工作模式和近电容性工作模式，所以当检测到这种模式时或者造成过补偿或者造成欠补偿。
当例如将灯85从负载70中去掉时可以非常迅速地进入电容性模式状态。一旦处于电容性模式，就会迅速造成对开关晶体管(例如开关100和112)的损坏，并且现有技术的保护电路常常无法避免这种情况。
根据本发明，通过监测在由管脚G1和G2产生的每个门驱动脉冲的前沿期间电压波形的极性确定近电容性模式状态。当检测到近电容性工作模式和过电压最大阈值时，CCO318立即(例如在10微妙内)增大到其最大值。
通过分别监测在由管脚G1和G2产生的每个门驱动脉冲的后沿期间RIND管脚的电压波形极性确定电容性工作模式。一旦检测到电容性工作模式，CCO318就立即(例如在10微妙内)增大到其最大值，从而确保逆变器60工作在电感性模式，就是说，使开关112两端的电压在其非导通状态下相位超前于流过线圈75的电流。最大振荡(转换)频率应当大大超过无负载谐振频率。通常，将CCO318的最大频率(即转换周期的最小时间间隔)设定为等于逆变器60的起始工作频率(例如100kHz)。
现在可以很容易地理解，本发明提供了一种小型荧光灯，其中由于不同的三端双向可控硅开关调光器最小接通角的不同引起的调光信号的变化利用齐纳二极管67限定在容易被IC109接受的电压范围内。于是，齐纳二极管67形成了对应于最大调光电压信号的一个最小接通角(例如25-30度)。
权利要求
1.一种镇流器，其与具有一定接通角的一个三端双向可控硅开关调光器(30)结合用于驱动至少一只灯(85)，该镇流器包括用于根据一个调光信号控制灯照度的一个驱动器(65)；和用于根据所说接通角将所说调光信号传输到所说驱动器的一个调光接口(55)，其特征在于所说调光接口包括用于通过减小表示接通角的信号电压形成对应于调光信号最大值的一个最小接通角的阈值装置(67)。
2.如权利要求所述的镇流器，其特征在于所说三端双向可控硅开关根据所说接通角产生一个脉冲，所说调光接口包括用于将所说脉冲宽度转换为一个成比例平均整流电压的转换装置(61、64)。
3.如权利要求2所述的镇流器，其特征在于所说成比例平均整流电压用作调光信号。
4.如在先的一个或多个权利要求所述的镇流器，其特征在于所说阈值装置包括一个齐纳二极管(67)。
5.如权利要求1所述的镇流器，其特征在于所说调光接口包括用于将所说接通角变换成表示占空比的一个信号的变换装置(66’)。
6.如权利要求5所述的镇流器，其特征在于所说变换装置包括一个齐纳二极管(66’)。
7.如权利要求5所述的镇流器，其特征在于所说表示占空比的信号用作调光信号。
8.一种小型荧光灯(10)包括如在先的一个或多个权利要求所述的一种镇流器。
全文摘要
一种调光接口，用于将由一个三端双向可控硅开关调光器产生的导通脉冲宽度转换为用作调光信号的成比例整流平均电压信号。将该调光信号输入一个IC驱动器中以控制灯的照度。所说成比例整流平均电压可以转换为表示占空比的一个信号，从而电源电压的变化不会影响调光信号。
文档编号H05B41/392GK1228244SQ98800760
公开日1999年9月8日 申请日期1998年3月23日 优先权日1997年4月10日
发明者P·M·格拉德基, J·杨查克 申请人:皇家菲利浦电子有限公司