一种nc预编码sm-ofdm系统的最优功率分配方法
【专利摘要】本发明公开了一种NC预编码SM?OFDM系统的最优功率分配方法，属于通信抗干扰技术领域。本发明最优功率分配方案主要是在接收端根据估计信道得到系统的平均BER理论值，从而得到最优功率分配方案。具体方法如下：根据与数据子载波相邻的L处导频子载波信道估计，采用L阶广义线性内插技术得到该处数据子载波的估计信道，然后计算数据子载波的平均BER理论上界，最后通过最小化平均BER上界得到导频符号和数据符号间的最优功率分配方案。在总功率有限的条件下，本发明的最优功率分配方案能够在不增加计算复杂度的情况下，使NC预编码SM?OFDM系统的BER性能得到显著的提高。本发明适用于任意阶线性内插技术。
【专利说明】
一种NC预编码SM-OFDM系统的最优功率分配方法
技术领域
[0001 ] 本发明属于通信抗干扰技术领域，涉及空间调制（Spatial Modulation，SM)技术， 正交频分复用技术（Orthogonal Frequency Division Multiplex，OFDM)，N连续（N-continuous，NC)预编码技术，信道估计技术，及其相关的SM-OFDM技术。
【背景技术】
[0002] 多入多出（Multiple Input Multiple Output，MIM0)技术是一种无线环境下的高 速传输技术，它在发射端和接收端配置更多的天线单元，并结合先进的空时编码调制方案， 通过对空间自由度的充分利用，带来额外的分集，复用和波束成型增益。SM技术是一种高效 低复杂度的MIM0调制方案，SM系统的实施简单，并利用传输数据的天线索引来携带额外的 信息比特。(FDM技术能充分利用频谱资源，有效对抗多径衰落和大时延扩展引起的符号间 干扰。SM-0FDM技术被认为是未来移动通信系统很有可能选用的技术方案之一。利用高阶导 数平滑连续符号的NC预编码技术能有效解决传统0FDM系统存在的频谱泄漏问题。因此值得 分析NC预编码对SM-0FDM系统性能的影响。
[0003] NC预编码SM-CFDM系统的信道估计误差会影响接收机对信号的检测准确度，使系 统性能降低，可通过增加导频数量来提高信道估计的准确性，但其会降低系统传输效率。本 发明即是针对以上问题，本发明首先分析采用基于干扰抑制的最小均方误差（minimum mean square error，MMSE)信道估计时NC预编码SM-0FDM系统的误比特率（Bit Error Rate，BER)上界，然后给出采用多阶线性内插技术时导频符号和数据符号间的最优功率分 配方案。
【发明内容】
[0004] 本发明的目的，针对NC预编码对SM-0FDM系统BER性能的影响和信道估计误差对NC 预编码SM-0FDM系统BER性能的影响，分析基于干扰抵消的MMSE信道估计下NC预编码SM-0FDM系统的理论性能，并提供一种基于BER上界最小准则的适用于任一阶线性内插技术的 导频符号和数据符号间的最优功率分配方案。
[0005] 本发明的技术方案：一种NC预编码SM-0FDM系统的最优功率分配方法，其特征在 于，包括以下步骤：
[0006] 步骤1:确定要选择的系统的参数，即确定子载波数个数K，相干带宽内的子载波数 Nc，平均符号功率E〇，发射天线个数Nt，接收天线个数Nr，调制阶数M，NC预编码中的连续阶数 N〇
[0007] 步骤2:根据信噪比ro,计算出最优功率分配因子a'然后计算出导频符号的功率EP 和数据符号的功率Ed。
[0008] 其中
表示平均信噪比，8 = eNt/K，其中广=「尤 Ml，EP = Eo/[S(l+a*)]、Ed = a*Eo/[(l-S)(l+a*)]，E。表示系统的总发射功 率。
[0009] 步骤3:将数据子载波进行空间调制，在每段相干带宽内插入导频块，数据子载波 上的数据信号乘以#，导频子载波上的导频信号乘以对每根发射天线的K个子载波 上的信号依次做NC预编码处理和正交频分复用调制，最后通过该天线发射调制后的信号。
[0010] 本发明的有益效果为，本发明提供了 NC预编码SM-0FDM系统的平均BER理论上界和 一种能改善不完美信道估计下NC预编码SM-0FDM系统BER性能的导频与数据符号间的最优 功率分配方案。该技术首先计算采用基于干扰抵消的MMSE估计法和L阶广义线性内插技术 的系统平均BER上界并集界，然后通过最小化BER上界得到适用于任意阶的广义线性内插技 术的最优功率分配方案。在总功率有限的条件下，该最优功率分配方案能使系统的BER性能 得到显著的提高。
【附图说明】
[0011]图1为NC预编码SM-0FDM系统框图和信息的传输模型。
【具体实施方式】
[0012]下面结合附图对本发明进行详细的描述
[0013] 下面结合附图对本发明的【具体实施方式】进行描述，以便本领域的技术人员更好地 理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许 会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里讲被忽略。
[0014] 为更好地对本发明进行说明，先介绍本发明技术方案所用到的术语和空间调制系 统发射机结构。
[0015] NC预编码SM-0FDM系统：如图1，空间调制前的数据是需要传输的比特数据b，可以 被视为一个n XK的矩阵，其中K是0FDM系统中的子载波数，？? = M +「bg2^是一个SM调制 符号所携带的比特数量，M是QAM或者PSK调制的阶数。可以看出，一个SM调制符号所能携带 的比特数量由QAM或者PSK调制阶数和发射天线数量共同决定。SM调制准则是根据SM转化表 将b转化成为一个NtXK的矩阵X。在X中，一列代表一个子载波上发送的数据，任意一列只有 一个非零数据，意味着任意时刻只有一根天线发送数据。
[0016] 本发明的具体实施方案如图1所示的系统模型图。
[0017] 一种NC预编码SM-0FDM系统的最优功率分配方法，具体包括以下步骤：
[0018] A ?初始化
[0019] NC预编码SM-0FDM系统有Nt根发射天线和Nr根接收天线的，一个0FDM符号有K个子 载波。在发射端，每个频点上的「log 2 % 1个比特选择一根发射天线携带M阶正交幅度调制 (Quadrature Amplitude Modulation, QAM)或者相位调制（multiple phase shift keying，M-PSK)字母表中一个符号，然后分别对每根发射天线上待发射的OFDM符号做NC预 编码，最后发射天线发送预编码后的0FDM符号。每个子载波上每次传输的比特数量为 7 = iog:l/+「log: V〕。相干信道内包含Nc个子载波，其中Nt个子载波传播导频符号，剩下的子 载波传播数据符号。一个0FDM符号中有￡ =1个导频块。每个导频符号的功率是EP，每个 数据符号的功率是Ed，平均每个符号的功率为Eo，它们满ME P = Eo/ [ S (1 +a)]和Ed = aEo/ [ (1 - S)(l+a)]，其中5 = eNt/K，a(a>0)是功率分配因子。
[0020] B.计算第|th(l<^e)个相关带宽内导频处的信道估计 [0021] B1.接收到的导频符号
[0022] 导频矩阵表示为X卜具，…丨)，其中 <和,",是第n(n= 1，2，…， Nt)根发射天线在第个子载波上传输的导频符号，且| xP,n | = 1，其中 炉(名，《) = (#-1) 7乂, + ?:。预编码后的导频矩阵表示为
[0023] = ^FfX^ +Wf ,
[0024] 其中町以/呢丨心山抑广/:似,.…,，.' )，W/ = (K^.1)' K(i.2r， e C啊(b = 1A.，?，爲)表示第外"):个子载波上由NC预编码引入的干扰向量，且中 的每个元素都服从分布C^Ow^w；)，其中 的第供(^)行第列元素，其中F^K-OHAHUAHrlUK表示KXK的单位矩阵，
[0026] ? = diag(e1〇k'',eMl,? ? ?,eMx'1),
，1'。1)和1^分别表示循环前缀和符号周期。接收到的导频信号￥ €^'>^是
[0029] 其中Hf表示信道矩阵，它的每个元素都是均值为〇方差为1的复高斯随机变量，Zf 表示Y:中的噪声部分。Z' ^的自相关矩阵为
[0030] =五|(Zf) (Zf)卜勒摩 +(j>f議
[0031 ] B2.导频处基于干扰抑制的信道估计 [0032]基于干扰抑制的MMSE信道估计矩阵为
，所以可简化为
[0036] §|的自相关矩阵为
[0038]所以Hf中每个元素的方差是% =尽馬/(五P + <)，其中馬=1/A^mce(0^)。 [0039] C.数据载波处的信道估计
[0040]在第个相干带宽内，第舛个到第约尤馬)个子载波传输数据， 其中 f NciXg<e
[0041 ] N￡ = { ' " 。
[0042] 实际中，采用L阶线性插值技术计算第辦仏/)个数据子载波处的估计信道是通过求 与该数据子载波信道相邻的L个导频符号处的估计信道的线性组合来计算该数 据子载波信道的估计值，具体实施过程如下
[0043] 把功=1>;〇电。 f=l
[0044] 因此信道Hk,的自相关矩阵为
[0045] = ,
[0046] 與心,中每个元素的方差为
[0048]其中^.n=iXdn):。估计误差矩阵AH^,n二的自相关矩阵为 /=1
[0050] 中每个元素的方差为
[0052] D.NC预编码系统的平均BER理论上界
[0053] D1.接收到的数据符号
[0054]在第I个相干带宽内，在第1 (1 =Nt+l，Nt+2，…，呢)个子载波上接收到的数据符号 向量为
[0056]其中和分别表示第(喊or个子载波上的信号和干扰部分， 表示冲的噪声部分。向量冲每个元素的方差是 幽
[0057] 2二n中每个元素的平均功率为
[0059] 最后进一步简化为
[0060] y^j) = +Z>p(-;J) 9
[0061] 其中<_是等效的AWG响量，它的每个元素相互独立同分布于CA/j〇,0^ 1。
[0062] D2.系统的平均BER理论值
[0063]将私糾改写成私糾：^另^心其中矩阵仏中的每个元素都是独立同分布于 CiV(OJ)，且
[0064] B^V) = 矩阵8^) (&"/ (Bia广 Bk)的唯一一个特征值为 KdJ) ~^d trace ' K,j?\
[0065] L 」，
[0066] 其中5^v,二-<〇)。得到NC预编SM-OFDM系统中的平均BER上 界为
[0068]其中表示信号向量和间不同的比特数，
[0074] E.计算最优功率分配因子
[0075] E1.对BER理论值做近似处理
[0076] 假设#為和4為发送的M-QAM/PSK调制符号分别是幻和幻。当和^為都激活第n 根发射天线时 -). 气
[0077] {n,n) 1^*1 *^21 ?
[0078] 其中f是矩阵'的第n行n列元素。由于每根天线被激活的概率为
，所以
[0079]
[0080] 当激活的是第m根发射天线，激活的是第n2根发射天线，且m#n2时， _] M=Ed|/^,v?|2M\4 (^.? 2)hr)。
[0082]因为和激活天线不同的情况有Nt(Nt-l)种，所以
[0084]从上面的分析可以得到
[0086]其中;=(4A -心广(*iA -4尽)。将EP = E〇/[S(l+a)]和Ed = aEo/[(l-S)(l+ ]带入心力(A，A)和<心中得到
[0089] 此时
[0091] 其中
['2] 二 MW,/)"五。|.4(t〇.?>(;Vi| Aa.a:， KiiJ) =M〇 +^E,alS{\ + a)-Aw(p(4J] j/^,,,^,,,12 aEl
[0093] +4cr￡；)(l-^)(l+t/) + 4<<j)(l + c/)：(l-J) 。 +%{#,/)^0 \ ftp
[0094] E2.BER上界对功率分配因子a求导数
[0095] BER上界对功率分配因子a求倒数得到
[0101] E2.1 计算
[0102] 对a求导得到
[0104] 由于^，吨/…丨心f么#>0,（心力广5(4 合条件的解为^二(卜外以(1-$]/[#+外W)],其中
「表示平均信噪比。
[0105] 当0〈a〈a*时，3i^v)/如 <0;当a>a*时，31>^,/如 >:0 0所以，是沒4.n/& 的最小 值点。由于〇 < < 〇.5，所以1 - (%功)? > 0_5 > (/)")广> 0，且当XJ.A笑 爲时 <y > 0，因此3￡)^.^心的最小值点也是
的最小值 点。所以a*是NC预编码SM-0FDM系统采用匪SE信道估计和L阶信道插值技术时导频符号和数 据符号间最优功率分配因子。
[0106] 在不同的线性内插技术中，同一频率位置处数据子载波的估计信道的方差系数通 常是不相同的。由于最优功率分配因子f与％n切无关，因此可以得出如下结论，SM-0FDM系 统无论采用任意阶线性内插技术，导频与数据符号间的最优功率分配因子都是
【主权项】
1. 一种NC预编码SM-OFDM系统的最优功率分配方法，其特征在于，包括以下步骤： 步骤1:确定要选择的系统的参数，即确定子载波数个数K，相干带宽内的子载波数N。，平 均符号功率E〇,发射天线个数Nt，接收天线个数Nr，调制阶数M，NC预编码中的连续阶数N; 步骤2:根据信噪比Π )，计算出最优功率分配因子a%然后计算出导频符号的功率EP和数 据符号的功率Ed; 其中，其中K 表示平均信噪比，δ = εΝι；/ Κ，其中 f =「从以，ΕΡ = Ε〇/ [ δ (1 +a*) ]、Ed = a*E〇/ [ (1 -δ) (1 +a*) ]，Ε〇表示系统的总发射功率； 步骤3:将数据子载波进行空间调制，在每段相干带宽内插入导频块，数据子载波上的 数据信号乘以#，导频子载波上的导频信号乘以对每根发射天线的Κ个子载波上的 信号依次做NC预编码处理和正交频分复用调制，最后通过该天线发射调制后的信号。
【文档编号】H04B7/04GK105959047SQ201610392892
【公开日】2016年9月21日
【申请日】2016年6月2日
【发明人】喻凤, 雷霞, 肖悦, 和禄, 陈昱树, 蒋兆翔
【申请人】电子科技大学