专利名称：超声波流速计的制作方法
技术领域：
本发明涉及基于超声波的传播时间差来测定流体流速的超声波流速计。
背景技术：
以往，作为采用了这种超声波流速计的超声波流量计，已知的比如有传播时间差方式的超声波流量计。在这种流速计中，将超声波探测头分别配置到应测定的流体的上游侧及下游侧，将脉冲信号或阶梯信号作为发送信号来使用，从上游侧及下游侧的2个超声波探测头交互地发送超声波，由高速计数器电路来测定接收信号的传播时间差。
然而，在这种传播时间差方式的超声波流量计中，为正确求出传播时间差，接收信号的信号对噪声比有必要较高，尤其在脉冲信号的场合下，由于有必要正确测定波形最初输出的较小部分中的接收时间，因而需要高电压的脉冲信号或阶梯信号。因此，机器内需要用于发生高电压的电源电路，从而这成为机器小型化、低电耗化的一个大障碍。
此外，由于将高电压信号施加到超声波探测头，因而充满爆炸性气体场合下的使用便受到限制。
此外，为正确测定超声波的传播时间，有必要采用高计数频率的计数器，因而电耗增大，这一点也成为低电耗化的大障碍。
此外作为其它方式，已知的还有分别在上游侧配置发送用超声波探测头及接收用超声波探测头，在下游侧配置发送用超声波探测头及接收用超声波探测头，从上游侧及下游侧各自的发送用超声波探测头来发送连续波，由下游侧及上游侧各自的接收用超声波探测头将其接收，测定各自的接收信号的相位差，从其相位差求出流速(比如，特开平7-167696号公报)。不过，存在着在应用这种连续波的场合下，有必要至少各需要2个，合计4个发送用超声波探测头与接收用超声波探测头，因而部件数增多，装置趋于大型化，同时成本上扬，此外由于连续进行发送·接收，因而电耗也增大的问题。
本发明鉴于上述课题，其目的在于提供一种小型低成本低电耗的超声波流速计。
发明内容
为达到上述目的，基于权利要求1中记载的发明的超声波流速计具备猝发信号发生单元，其发生具有相位差的2种猝发信号；一对收发用超声波探测头，是一种配置于被测定流体的上游侧与下游侧的一对收发用超声波探测头，其从上述猝发信号发生单元接收对应的猝发信号，转换该猝发信号，将互相具有相位差的超声波发送到被测定流体中，同时接收由他方的收发用超声波探测头发送并在被测定流体中传播的超声波，转换为接收信号；相位差测定单元，其从来自各收发用超声波探测头的各接收信号测定这些接收信号的相位差；流速测定单元，其基于来自上述相位差测定单元的接收信号的相位差信号来测定被测定流体的流速。
在本发明中，由于从相位差来求出流速，因而与传统的传播时间差方式相比，只需低电压的猝发信号即可，而无需用于发生高电压的电源电路，并且也可无需必须高速动作的计数器电路等，因而可形成小型低电耗的产品，还可提高防爆性。此外由于利用猝发信号，因而可以由一对收发用超声波探测头来同时进行发送与接收这两方面的动作，部件数较少即可，可按小型低成本来构成。此外由于利用猝发信号，因而可间歇地进行用于发送及接收以后的相位差测定及流速测定的处理，因此与传统的持续处理连续波的方式不同，可形成低电耗的产品。此外本发明并非限定于只使用一对收发用超声波探测头，也可以设置多对收发用超声波探测头，以降低基于流速分布偏差的测定误差的影响，进一步提高精度，这是容易理解的。在该场合下，可以通过切换各对来进行测定，或者多个系统具备一部测定电路来进行对应。
权利要求2中记载的发明在权利要求1中记载的发明中，上述相位差测定单元使表示2个接收信号的相位差的相位差信号通过低通滤波器，测定其直流电平。通过使表示2个接收信号的相位差的相位差信号通过低通滤波器，转换为低频信号(直流电压)，可以降低所要求的处理速度，可在低电耗下稳定处理。此外由于转换为低频信号这一点相当于进行了平均化处理，因而可进行精度良好的测定。
权利要求3中记载的发明在权利要求1或2中记载的发明中，上述相位差测定单元只测定各上述接收信号波形中的中心部分之间的相位差。由于使用接收信号波形中心部分的灵敏度最佳之处，因而可节约发送信号的输出，进一步降低电耗。此外虽然在接收信号波形两端附近其相位信息不稳定，但可排除该影响。
权利要求4中记载的发明在权利要求3中记载的发明中，上述相位差测定单元具有用于输出仅仅所决定期间的相位差的取样保持电路。
权利要求5中记载的发明在权利要求1至4任一中记载的发明中，还具备二进制化单元，其使来自上述各收发用超声波探测头的接收信号二进制化，上述相位差测定单元测定由二进制化单元二进制化了的接收信号的相位差。可以任意配备将由二进制化单元二进制化了的信号的占空比持续维持到50％的偏置电压调整单元。此外可以任意地在相位差测定单元中配备“异”电路。当然也可以利用“异”电路以外的电路，但“异”电路灵敏度良好，因而希望加以采用。
权利要求6中记载的发明在权利要求5中记载的发明中，在上述二进制化单元与上述相位差测定单元之间，具备对由上述二进制化单元二进制化了的接收信号分别进行分频的分频单元，上述相位差测定单元从在上述分频单元分频了的各接收信号测定这些接收信号的相位差。由分频电路可扩大测定流速范围。通过适当地选择分频比，可任意扩大测定范围。为任意使分频的开始达到稳定，可以进行接收信号的包络检波，从该包络检波信号超过规定强度经过包含0的规定延迟时间后开始分频。
权利要求7中记载的发明在权利要求1至6任一中记载的发明中，还具备超声波传播时间测定单元，其测定从基于上述猝发信号发生单元的猝发信号发生至上述收发用超声波探测头的接收为止的超声波传播时间，上述流速测定单元与来自上述相位差测定单元的接收信号的相位差信号一起基于上述超声波传播时间，来测定被测定流体的流速。在由于温度变动因而流速变化的场合下，同样通过利用超声波传播时间来求出流速，可不受温度变动的影响来进行精度良好的测定。此外还可进行流体的温度测定。
权利要求8中记载的发明在权利要求7中记载的发明中，上述超声波传播时间测定单元使表示其超声波传播时间的超声波传播时间信号通过低通滤波器，测定其直流电平。通过使表示超声波传播时间的超声波传播时间信号通过低通滤波器，转换为低频信号(直流电压)，可以降低所要求的处理速度，可在低电耗下稳定进行处理。此外由于转换为低频信号这一点相当于进行了平均化处理，因而可进行精度良好的测定。
权利要求9中记载的发明在权利要求1至8任一中记载的发明中，上述相位差测定单元在校正测定时，测定来自上述猝发信号发生单元的具有相位差的2种猝发信号的相位差，上述流速测定单元利用上述测定的猝发信号的相位差来进行流速测定的校正。在校正测定时，通过在相位差测定单元，测定2种猝发信号的相位差，与通常测定时同样测定其相位差，在由猝发信号发生单元发生的2种猝发信号中产生了漂移成分的场合下，或者由除此之外的部分中的不平衡而产生了本不应发生的漂移成分的场合下，可除去该漂移波的影响。
权利要求10中记载的发明在权利要求1至8任一中记载的发明中，具备切换电路，其在校正测定时及通常测定时，转换来自上述猝发信号发生单元的具有相位差的2种猝发信号，并将2种猝发信号中对应的猝发信号分别提供到上述各收发用超声波探测头。通过由切换电路在校正测定时及通常测定时，转换应输入到收发用超声波探测头的2种猝发信号，在由猝发信号发生单元发生的2种猝发信号中产生了漂移成分的场合下，或者由除此之外的部分中的不平衡而产生了本不应发生的漂移成分的场合下，可除去该漂移波的影响。
权利要求11中记载的发明在权利要求1至10任一中记载的发明中，在上述一对收发用超声波探测头与上述流速测定单元之间，具备有进行接收信号放大的放大电路，上述放大电路只在包含接收信号的接收定时的规定定时来进行放大动作。由于放大电路只在电源电压发生期间消费电力，因而与持续投入电源的场合相比，可显著降低电耗。此外由于电耗较小，因而可抑制温度的上升，与持续施加电源的场合相比，可显著提高放大电路的可靠性。因此，电路的温度漂移影响也可降低。
权利要求12中记载的发明在权利要求1至11任一中记载的发明中，上述超声波流速计由双线式环路来与电源连接，还具备双线接口部，其用于利用双线式环路来发送在流速测定单元求出的测定值。可只在双线式环路来进行电源电压供给及测定结果的发送。由于本发明超声波流速计可实现电耗的降低，因而即使在来自这种双线式环路的低电源电压下，也可适当地动作。
此外也可以利用本发明超声波流速计来构成求算被测定流体流量的超声波流量计。
图1是基于本发明超声波流速计的整体框图。
图2是图1的详细框图。
图3是图2的发送信号发生电路的详细框图。
图4是图2的二进制化电路16、17的详细框图。
图5是表示基于本发明超声波流速计的超声波传播时间的测定原理的定时图。
图6是表示测定时的发送触发器信号与发送信号A、B的起始部分的波形图。
图7是表示测定时的接收信号A、B的起始附近的电路动作的定时图。
图8是用于说明测定原理的表示接收信号A、B的接收脉冲中间附近的电路动作的定时图。
图9是表示具有被测定流体流速的场合下接收信号A、B的接收脉冲中间附近的电路动作的定时图。
图10是用于说明取样保持电路动作定时的扩展了1个接收脉冲的定时图。
图11是表示校正测定时的发送触发器信号与发送信号A、B的起始部分的波形图。
图12是适于扩大测定流速范围的基于本发明的超声波流速计的整体框图。
图13是图12的分频部的详细框图。
图14是表示图12的超声波流速计中的接收信号A、B的起始附近的电路动作的定时图。
图15是表示图12的超声波流速计中没有被测定流体流速的场合下接收信号A、B的接收脉冲中间附近的电路动作的定时图。
图16是表示图12的超声波流速计中有被测定流体流速的场合下接收信号A、B的接收脉冲中间附近的电路动作的定时图。
图17是表示其它校正测定示例的超声波探测头附近的结构图。
图18是表示图17中的切换电路处于所示方向的反向，具有被测定流体流速的场合下接收信号A、B的接收脉冲中间附近的电路动作的定时图。
图19是表示图12的超声波流速计中图17的切换电路处于所示方向的反向，被测定流体中没有流速的场合下接收信号A、B的起始附近的电路动作的定时图。
图20是表示图12的超声波流速计中图17的切换电路处于所示方向的反向的场合下接收信号A、B的接收脉冲中间附近的电路动作的定时图。
图21是表示本发明超声波流速计的其它实施方式的图2相当图。
图22是表示将本发明超声波流速计连接到了双线式环路的实施方式的框图。
实施方式以下利用附图对本发明的实施方式作以说明。图1是本发明超声波流速计的框图。
图中，本发明超声波流速计10大体具备发生具有相位差的2种猝发信号的猝发信号发生部110；一对收发用超声波探测头6、7；使来自各收发用超声波探测头6、7的接收信号分别二进制化的二进制化部112；求出分别二进制化了的接收信号的相位差的相位差测定部116；超声波传播时间测定部117；基于来自相位差测定部116的相位差信号来测定被测定流体的流速及流量的流速测定部118。一对收发用超声波探测头6、7被安装到被测定流体进行流动的管8。在管8中，应测定其流速及流量的被测定流体9进行流动。
以下，利用图2的详细框图，对各部作以说明。
猝发信号发生部110具备触发器电路1；发送信号发生电路2；定时电路3。触发器电路1按设定的发送重复间隔来发生发送触发器信号S22，该信号S22除了发送信号发生电路2及定时电路3，还被发送到后述的超声波传播时间测定部117。定时电路3基于发送触发器信号S22，输出后述的发送遗漏屏蔽信号S23及取样保持电路控制信号S32。发送信号发生电路2基于发送触发器信号S22，同时发生作为其相位互异的猝发信号的发送信号A与发送信号B。发送信号发生电路2由逻辑IC来构成，由于逻辑IC的输出波形为矩形，因而希望增设用于除去所产生的高频成分及低频成分的带通滤波器。
图3是表示了发送信号发生电路2的详细结构的框图。发送信号发生电路2由定时器电路46；振荡电路47；逻辑积电路48；逻辑反转电路50；延迟电路51；逻辑积电路52、53、54、55；逻辑和电路56、57来构成。
来自触发器电路1的发送触发器信号S22被输入到定时器电路46。定时器电路46输出与发送脉冲幅度对应的矩形脉冲，振荡电路47使与超声波探测头的频率一致的连续脉冲信号得以发生。定时器电路46的输出与振荡电路47的输出被输入到逻辑积电路48，在逻辑积电路48实现逻辑积，发生猝发信号。从逻辑积电路48输出的猝发信号分别被提供到延迟电路51的输入端及逻辑积电路52与逻辑积电路55各自一方的输入端。延迟电路51使逻辑积电路48的输出只延迟与比如90度的规定角度的相位差对应的时间。来自延迟电路51的输出分别被提供到逻辑积电路53及逻辑积电路54各自一方的输入端。从后述的运算电路36输出的相位控制信号S44分别被提供到逻辑反转电路50的输入端及逻辑积电路52与逻辑积电路54各自另一方的输入端。使相位控制信号S44反转的逻辑反转电路50的输出分别被提供到逻辑积电路53与逻辑积电路55各自另一方的输入端。逻辑积电路52与逻辑积电路53的输出分别被输入到逻辑和电路56的2个输入端。逻辑积电路54与逻辑积电路55的输出分别被输入到逻辑和电路57的2个输入端。逻辑和电路56的输出成为发送信号A，逻辑和电路57的输出成为发送信号B。在通常的测定时，相位控制信号S44成为高电平，从逻辑积电路48输出的猝发信号直接通过逻辑积电路52从逻辑和电路56输出，成为发送信号A。从逻辑积电路48输出的猝发信号由延迟电路51而成为延迟了90度相位的猝发信号，通过逻辑积电路54从逻辑和电路57输出，成为发送信号B。此外使相位控制信号S44处于低电平后，从逻辑和电路56输出的发送信号A成为相对从逻辑和电路57输出的发送信号B延迟了90度相位的信号，由相位控制信号S44，发送信号A及发送信号B的相位被交换。
上述发送信号A及发送信号B分别被发送到收发用超声波探测头6及收发用超声波探测头7。收发用超声波探测头6及收发用超声波探测头7将作为猝发信号的发送信号A及发送信号B转换为超声波，发送到管8内的被测定流体9中，同时接收在被测定流体9中传播的超声波，分别转换为接收信号A及接收信号B并输出。这些收发用超声波探测头6、7为使超声波被适当收发，必须按适当的位置关系被安装到管8，一方的收发用超声波探测头(在图例的场合下为超声波探测头6)被配置到上游侧，另一方的收发用超声波探测头(在图例的场合下为超声波探测头7)被配置到下游侧。此时，收发用超声波探测头6、7既可以被安装到管8的外侧，也可以被安装到管8的内侧。
来自这些收发用超声波探测头6、7的接收信号A、B被输入到上述二进制化部112。二进制化部112具备有放大电路14、15；二进制化电路16、17；包络线检波电路18、19；二进制化电路24、25。放大电路14、15虽然使接收信号A、B放大，但为了除去不需要的噪声成分，必须设定适当的频带幅度。但由作为本发明特征的低电耗，换言之即高灵敏度，这些放大电路14、15根据情况也可省略。放大电路14及放大电路15的输出分别被输入到二进制化电路16及二进制化电路17。二进制化电路16、17在来自二进制化电路24、25的输出成为高电平的期间中，进行放大电路14及放大电路15的输出的二进制化，由比较电路等构成。
图4表示各二进制化电路16、17的结构例。二进制化电路16及17虽然也可以只构成为将0V附近的电压值作为阈值，通过比较电路对放大电路14及放大电路15的输出进行比较，但图4所示的示例具备了为除去基于在比较电路内部产生的偏置电压的变动等的影响，提高以后的相位差的检测精度，而将二进制化了的信号的占空比持续维持到50％的偏置电压调整单元。即，二进制化电路16、17除了比较电路73之外，还具备由取样保持电路72、低通滤波器74、逻辑积电路75组成的偏置电压调整单元。来自二进制化电路24、25的输出成为取样保持电路72的控制信号，当来自二进制化电路24、25的输出为高电平时，取样保持电路72将来自低通滤波器74的输出按原样发送到比较电路73的负输入端子，当来自二进制化电路24、25的输出为低电平时，取样保持电路72将成为低电平之前的来自低通滤波器74的输出持续发送到比较电路73的负输入端子。比较电路73将放大电路14或放大电路15的输出与取样保持电路72的输出进行比较。假如，在来自作为取样保持电路72的控制信号的二进制化电路24、25的输出为高电平的期间，比较电路73的输出的占空比超过了50％的场合下，低通滤波器74的输出便增加，其结果是，比较电路73的负输入端子的电压电平上升，比较电路73的占空比减小。反之，在来自作为取样保持电路72的控制信号的二进制化电路24、25的输出为高电平的期间，比较电路73的输出的占空比低于50％的场合下，低通滤波器74的输出便减小，其结果是，比较电路73的负输入端子的电压电平下降，比较电路73的占空比增加。通过以上动作，尽管在比较电路73的内部等产生的偏置电压有变化，在取样保持电路72的控制信号为高电平的期间，仍可使比较电路73的输出的占空比持续保持到50％。因此，如果将接收信号脉冲的周期设为T，则可将二进制化电路16、17中出现的脉冲的脉冲幅度正确地设为T/2。由于作为逻辑积电路75的输出的二进制化电路输出在对应的二进制化电路24、25的输出成为高电平的期间之外被保持到低电平，因而二进制化电路16、17以后的电路保持稳定的状态，其结果是，可减少这些电路所消费的电力。为使电路正确地动作，低通滤波器74最好是有源滤波器。此外在图示例中，虽然取样保持电路72与低通滤波器74分开作了说明，但也可以容易地考虑一种低通滤波器74与取样保持电路72成为一体化的结构。
返回图2，上述放大电路14、15的输出也被输入到包络线检波电路18、19。来自上述定时电路3的发送遗漏屏蔽信号S23被输入到包络线检波电路18、19，包络线检波电路18、19由该发送遗漏屏蔽信号S23而进行被屏蔽信号以外的信号的包络线检波。发送遗漏屏蔽信号S23在定时电路3中被基于发送触发器信号S22来作成，在输出发送信号A及发送信号B的时间成为高电平，在接收信号A及接收信号B出现的时间成为低电平。
包络线检波电路18及包络线检波电路19的输出分别与二进制化电路24及二进制化电路25的输入连接。二进制化电路24、25按规定的阈值电压Th1使来自包络线检波电路18、19的信号二进制化。为实现电路的最佳动作，该二进制化时的阈值电压Th1必须被设定到噪声电平以上。二进制化电路24、25分别与二进制化电路16、17及超声波传播时间测定部117连接。
其次，分别在二进制化电路16、17二进制化了的接收信号被输入到上述相位差测定部116。相位差测定部116具备“异”电路30；取样保持电路31；低通滤波器33；A/D转换电路35。“异”电路30从来自二进制化电路16、17的接收信号来输出“异”信号。该“异”根据上述2个接收信号的相位差来变化，其输出被输入到取样保持电路31。来自上述定时电路3的取样保持电路控制信号S32被输入到取样保持电路31，取样保持电路31在该控制信号S32成为高电平的期间，进行“异”信号的取样保持，在控制信号S32成为低电平的期间，维持该值。来自取样保持电路31的输出被向低通滤波器33传送。低通滤波器33除去高通分量，转换为低频信号(直流电压)，其直流电压电平成为与上述接收信号的相位差对应的电平。这样，其输出在A/D转换电路35被进行A/D转换。
来自上述二进制化电路24、25的输出也输入到上述超声波传播时间测定部117。超声波传播时间测定部117具备闩锁电路28、29；低通滤波器37、38；加法电路39；A/D转换电路41。闩锁电路28、29输出分别由上述发送触发器信号S22的上升边设定，由来自二进制化电路24、25的上升边复位的信号，该信号的幅度与从发送至接收的超声波传播时间对应。来自这些闩锁电路28、29的输出分别由低通滤波器37、38来除去高通分量，转换为低频信号(直流电压)，其直流电压电平与从发送至接收的时间差对应。加法电路39对来自低通滤波器37、38的各直流电压进行相加，其输出在A/D转换电路41被进行A/D转换。
在上述A/D转换电路35及上述A/D转换电路41分别进行了A/D转换的信号被输入到上述流速测定部118。流速测定部118具备运算电路36；显示部42；键盘等输入部43。运算电路36可由具有CPU、存储器等的微机来构成，从来自超声波传播时间测定部117的输出及来自相位差测定部116的输出来求出被测定流体的流速及流量。此外设定为可按照来自输入部43的输入，或每个规定时间自动地选择测定模式及校正测定模式，由该选择从运算电路36输出上述相位控制信号S44，在测定时相位控制信号S44成为高电平，在校正测定时，相位控制信号S44成为低电平。
参照图5至图11的信号的定时图，对上述构成的超声波流速计的作用作以说明。
1.超声波传播时间的测定首先，利用图5，对超声波传播时间的测定作以说明。从触发器电路1，按照设定的发送重复间隔T0来发生发送触发器信号S22，与该发送触发器信号S22同步从发送信号发生电路2来发生发送信号A及发送信号B。虽然图5中以同一波形进行表示，但该发送信号A及发送信号B是相位不同的猝发脉冲，其发送脉冲幅度T1几乎相等。接收信号A及接收信号B从自发送开始的定时经过超声波传播时间t0后被接收。在管8内部有流动的场合下，在接收信号A及接收信号B的出现时间内产生与流体对应的时间差。作为分别在放大电路14、15被放大了的结果，在放大电路14、15的输出中分别出现发送遗漏信号S1、S2及接收信号A、B。
放大电路14、15的输出被输入到包络线检波电路18、19。发送遗漏信号S1、S2及接收信号A、B的强度实际上具有1000倍的差异，发送遗漏信号S1、S2与接收信号A、B相比绝对的大。由于包络线检波电路18、19的响应性不是太好，因而如果按原样保留发送遗漏信号S1、S2，则不能得到接收信号A、B的包络线。因此，在本实施方式下，由来自定时电路3的发送遗漏屏蔽信号S23来抑制包络线检波电路18的输出及包络线检波电路19的输出。在输出发送信号A及B的时间，即发送遗漏屏蔽信号S23成为高电平的时间，包络线检波电路18及包络线检波电路19的输出被抑制。其结果是，包络线检波电路18的输出及包络线检波电路19的输出中只出现与接收信号A、B对应的信号。从二进制化电路24、25，在该包络线信号超过了规定的阈值电压Th1的时点下，在高电平下输出上升信号。来自闩锁电路28、29的输出中，从发送开始至该二进制化电路24、25成为高电平为止，换言之，至接收信号A及接收信号B出现为止，出现成为高电平的信号。
所谓闩锁电路28输出及闩锁电路29输出系指根据流动于管8内部的被测定流体9的速度，脉冲幅度中产生差异，但相加了闩锁电路28输出及闩锁电路29输出的脉冲幅度的值与对管8内部没有流动场合下的超声波传播时间相加了常数的值成比例。如果将发送重复间隔设为T0，将超声波传播时间设为t0，将闩锁电路28及闩锁电路29的电源电压电平设为Vcc，将常数设为tc，则作为相加了低通滤波器37输出及低通滤波器38输出的来自加法电路39的输出信号的超声波传播时间信号电压V0以V0=2·t0+tcT0·Vcc----(1)]]>来表达。这样，便可求出超声波传播时间t0。由于对超声波传播时间t0不要求严格的精度，因而通过利用由包络线检波电路18、19捕捉的接收信号，可进行充分的测定。
此外，虽然这里假设利用加法电路39来求出超声波传播时间t0，但也可由运算电路36，通过软件来进行相加。此外在判断出接收信号A与接收信号B的时间差与应求出的超声波传播时间t0相比明显小的场合下，即使只利用低通滤波器37或低通滤波器38的任意一方，直接从该低通滤波器来求出超声波传播时间t0，也不会有问题，这一点是容易理解的。此外由于该超声波传播时间t0与管8内部的流体9的温度有关，因而也可由该装置来测定流体的温度，这一点是容易理解的。
2.流速的测定接下来，利用图6至图8来说明流速的测定。图6是表示测定时的发送触发器信号S22及从发送信号发生电路2输出的发送信号A与发送信号B的起始部分的附图。此时，相位控制信号S44成为高电平，发送信号B相对发送信号A其相位只延迟了与基于延迟电路51的延迟时间对应的相位差。即，发送信号A是从发送触发器信号S22的前端开始的猝发脉冲，发送信号B是由延迟电路51从发送触发器信号S22只延迟一定的时间tp而开始的猝发脉冲。比如决定为发送信号A与发送信号B的相位差成为90度。最好猝发脉冲的波数根据管8的口径等来改变。此外发送信号A与发送信号B的波数及振幅最好相同，此外发送信号A及发送信号B的发送信号周期T也最好相等，成为作为超声波探测头6、7的最大灵敏度的频率的倒数。
图7是表示上述发送信号A及发送信号B分别从超声波探测头6、7被作为超声波来发送，在管8内的被测定流体9中传播，由对置的超声波探测头7、6接收的接收信号B与接收信号A的起始附近的电路动作的附图。如图所示，由超声波探测头6、7接收的接收信号A、B与由超声波探测头6、7与管8组成的超声波传送系统的频率特性对应，其上升部分与发送波形相比钝化。
接收信号A、B通过包络线检波电路18、19及二进制化电路24、25。包络线检波电路18、19分别输出对接收信号A及接收信号B进行了包络线检波的包络线信号，二进制化电路24、25在该包络线信号超过了规定的阈值Th1的时点下，输出成为高电平的信号。二进制化电路16、17在二进制化电路24、25成为高电平的期间中，输出只在接收信号A、B超过0V时成为高电平的信号。
图8是表示接收信号A与接收信号B的接收脉冲中间附近的二进制化电路16、17以后的电路动作的附图。实线表示在管8内部不存在流动的场合。由于发送信号中存在时间差，因而即使在管8内部不存在流动的场合下，接收信号A及接收信号B中也产生时间差，接收信号A相对接收信号B其相位延迟90度。接收信号周期T与发送信号的猝发脉冲的周期相等。基于二进制化电路16、17的输出只在接收信号A、B超过0V时成为达到高电平的信号，可视为是只取出了接收信号A、B的相位信息的信号。在“异”电路30对该二进制化了的接收信号进行“异”后，成为占空比为50％的脉冲串。该脉冲串由低通滤波器33转换为直流信号。如果将“异”电路30的电源电压设为Vcc，则该低通滤波器输出V1便成为下式。
V1=Vcc2----(2)]]>在管8的被测定流体9中存在流动的场合下，由上游侧的超声波探测头6接收的时间越发延迟，由下游侧的超声波探测头7接收的时间稍快，成为由图8的虚线所表示的波形。由于在“异”电路30对这些波形进行“异”后，成为占空比大于50％的脉冲串，因而低通滤波器输出V1便成为V1>Vcc2----(3)]]>得到增加。反之，如果流速为负值，即处于逆向，则低通滤波器输出V1便减少。这样，由于低通滤波器输出V1随流速而变，因而由A/D转换电路35对该低通滤波器V1输出进行了A/D转换后，可输入到运算电路36，由运算电路36来运算流速。
图9是表示2个发送信号A、B脉冲的相位差为90度，管8内的被测定流体9中有流速，而且具有使接收信号产生45度相位偏移的延迟场合下接收信号A及接收信号B的接收脉冲中间附近的电路动作的附图。接收信号A及接收信号B的相位差由于管8内部的流动，因而从发送脉冲的相位差再偏移45度，其结果是达到135度偏移。在该场合下，来自“异”电路30的“异”的结果是成为占空比为75％的脉冲串。如将电源电压设为Vcc，则该低通滤波器输出V1成为下式。
V1=3Vcc4----(4)]]>这样，在2个发送信号脉冲的相位差为90度，假如在管8内部发生了使2个接收信号A、B之间发生td相位差的流动的场合下，作为低通滤波器33的输出V1的相位差信号V1可以按V1=T/4+tdT/2Vcc----(5)]]>来表示。这样，由图1及图2所示的装置，可以以使发送信号的相位产生相当于90度的时间差的流速为限度来测定流速。
(1)式及(5)式中的V0及V1虽然受到电源电压Vcc的变动影响，但通过作为将这些电压电平转换为数字数据的A/D转换电路35、41的基准电压，按原样利用电源电压Vcc，可除去该电源电压Vcc的影响。
这样通过求出猝发信号之间的相位差，从该相位差求出流速，可无需电耗大的高速计数器等，此外通过由低通滤波器33将相位差转换为直流电压，可等效于进行了多个数据的平均化，可进行精度良好的测定。此外通过采用猝发信号，传感器可以只采用一对收发用超声波探测头6、7，可实现装置的低成本化及小型化。
在“异”电路30，由于针对时间差的微量输入的响应性恶化，因而通过在发送信号A、B中设置相位差，即使在流速小的场合下，也可由“异”电路30来捕捉与该流速对应的微量时间差。此外流速的方向也可由低通滤波器33的输出V1的增减来判断。
3.灵敏度的改善表示从上述“异”电路30输出的相位差的“异”通过取样保持电路31由低通滤波器33滤波。图10是用于表示接收脉冲及取样保持电路31的动作定时的附图，只放大了产生接收信号脉冲的部分。虽然接收信号A的到来时间迟于接收信号B的到来时间，但从脉冲整体来看只是极小的时间。在接收信号A及接收信号B被接收的期间，从“异”电路30输出信号。
取样保持电路控制信号S32用于只切出“异”电路30的输出脉冲中心附近部分。取样保持电路控制信号S32在定时电路3中，基于发送触发器信号S22来作成，在大致相当于接收信号中央附近的定时被生成。
在取样保持电路控制信号S32处于高电平期间中，取样保持电路31切出“异”电路30的输出，在取样保持电路控制信号S32处于低电平的期间中，取样保持电路31达到高阻抗状态，保持低通滤波器33的输出。
低通滤波器33的输出中除去了取样保持电路31的输出的高通分量，其电压与流速相对应。在低通滤波器33的时间常数较小的场合下，前一超声波收发时的流速与当前时点下的流速之差在低通滤波器33的输出中作为变位电压Vd表现出来。
这样，由取样保持电路控制信号S32，只切出从“异”电路30输出信号的中间部分，可排除由于“异”电路30的输出脉冲两端附近灵敏度不足等原因而使相位信息不稳定的影响，同时使用接收信号中振幅的最高之处，由此可改善灵敏度。
此外，为产生在流速中正确反映了低通滤波器33的输出的值，作为取样保持电路控制信号S32成为高电平期间的取样保持期间t4最好正确地成为发送信号周期的倍数。该期间的设定通过利用逻辑电路可容易地实现。
4.校正测定在以上说明的结构中，由于与发送信号A、B的相位差的变化及二进制化电路16、17的动作速度的变化等，测定电压V1中将产生漂移成分，最好通过校正来除去该漂移成分。因此要定期地进行校正。
为此，由来自输入部43的输入或定期地从运算电路36输出上述相位控制信号S44。相位控制信号S44成为低电平后，由发送信号发生电路2，如图3所示，从逻辑积电路48输出的猝发信号直接通过逻辑积电路55从逻辑和电路57输出，成为发送信号B。此外从逻辑积电路48输出的猝发信号由延迟电路51成为延迟了90度相位的猝发信号，通过逻辑积电路53从逻辑和电路56输出，成为发送信号A。
图11是只表示校正测定时发送信号起始附近的附图。在该状态下，发送信号A及发送信号B与图6中的发送信号A及发送信号B的时间差发生逆转。发送时间差最好与通常测定时的发送时间差相同。
在校正测定时，发送信号A及发送信号B不经由管8内部，分别直接作为接收信号A及接收信号B进入放大电路14及放大电路15。在该场合下，为防止基于饱和的坏影响，在校正测定时，希望放大电路14、15结合发送遗漏被切换，以使其增益减小。此外发送遗漏屏蔽信号S23成为无效，取样保持电路控制信号S32并非在超声波信号在管8内部传播并被接收的时刻，而在存在发送信号的时刻被切换为成为高电平的脉冲信号。除此之外电路按照此前的说明来动作，其结果是，作为相位差信号，出现与发送遗漏信号的相位差对应的电压Vs。
在实际电路中，存在电路元件的性能波动。如果将发送信号A与发送信号B的时间差设为tp，将从放大电路14及放大电路15至“异”电路30的延迟时间的延迟时间差设为te，将基于流速的延迟时间设为td，则通常测定时的相位差信号V1成为下式V1=tp+te+tdT/2Vcc----(6)]]>校正测定时的相位差信号Vs成为下式。
Vs=tp+teT/2Vcc----(7)]]>因此，该两者的差异V1-Vs成为下式。
V1-Vs=tdT/2Vcc----(8)]]>即，如果按照由运算电路36定期地对校正测定时的相位差信号Vs进行测定的原则来对装置进行控制，获取与通常测定的相位差信号V1的差异，则可除去该电压中由二进制化电路16及二进制化电路17的动作速度的变化等而在通常测定时的相位差信号V1中产生的漂移成分，其结果是，可进行高精度的流速测定。为由校正测定而获得高精度，图3中各逻辑电路的信号传播延迟时间最好尽量相同。
5.测定流速范围的扩大然而，在以上说明的图1及图2的结构中，如果被测定流体9的流速增大，接收信号A、B的相位差偏移180度以上，则不能识别来自“异”电路30的输出是180度以上还是180度以下。即，测定流速范围是接收信号A、B的相位差从0度至180度的范围，测定流速范围有限度。因此，为扩大测定流速范围，如图12所示，在二进制化部112与相位差测定部116及超声波传播时间测定部117之间，设置分频部114。图13是表示了分频部114的详细结构的框图。分频部114由分频电路20、21；延迟电路26、27构成。
二进制化电路16、17的输出分别连接到分频电路20、21的时钟输入端子，二进制化电路24、25的输出分别连接到延迟电路26、27的输入端。延迟电路26、27的输出分别连接到分频电路20、21的复位端子。分频电路20、21的输出连接到“异”电路30的输入端。
图14是表示采用了该分频部场合下的接收信号A与接收信号B的起始附近的电路动作的附图。
接收信号A、B从包络线检波电路18、19及二进制化电路24、25中通过。包络线检波电路18、19输出分别对接收信号A及接收信号B进行了包络线检波的包络线信号，二进制化电路24、25在该包络线信号超过了规定的阈值Th1的时点下，输出成为高电平的信号。在延迟电路26、27，输出从该信号只延迟了规定延迟时间t3A、t3B的信号。该延迟时间t3A、t3B为从除去接收信号的上升边的不稳定部分，使分频的开始时点稳定了的部分来开始分频而被设定，即使在接收信号A及接收信号B由流体的流速变化而移动的场合下，也伴随这些信号的移动而移动。延迟时间t3A与延迟时间t3B通常相同，在设定电路常数时，最好使延迟电路26的输出及延迟电路27的输出的上升边分别与二进制化电路16输出及二进制化电路17输出的下降边尽量一致。分频电路20、21的输出成为只在延迟电路26输出及延迟电路27输出达到高电平时，在各二进制化电路16、17输出的上升边的定时，其状态发生转移的信号。分频电路20及分频电路21输出的初始值对各发送相同，为发生这种信号，分频电路20、21以二进制化电路16、17的输出作为时钟，可由将延迟电路26、27的输出作为负逻辑的非同步复位信号来动作的逻辑电路简单地实现。“异”电路30的输出是分频电路20输出与分频电路21输出的“异”结果，成为对应于接收信号A与接收信号B的时间差的幅度的脉冲串。
图15是表示接收信号A与接收信号B的接收脉冲中间附近的电路动作的附图。图15表示管8内部不存在流动的场合，接收信号A与接收信号B的相位差为90度，由于管8内部不存在流动，因而接收信号A与接收信号B的相位差等于发送脉冲的相位差，其结果是产生90度的偏移。在由分频电路20、21进行了1段分频后，作为获取了“异”的结果，在该场合下，“异”的结果是成为占空比25％的脉冲串。如果将电源电压设为Vcc，则低通滤波器33的输出V1成为下式。
V1=Vcc4----(9)]]>图16是表示2个发送信号A、B脉冲的相位差为90度，管8内的被测定流体9中有流速，此外有使接收信号产生90度相位偏移的延迟场合下接收信号A、B脉冲中间附近的电路动作的附图。接收信号A与接收信号B的相位差由于管8内部的流动而从发送脉冲的相位差进一步偏移90度，其结果是偏移180度。在该场合下，来自“异”电路30的“异”的结果是成为占空比50％的脉冲串。如果将电源电压设为Vcc，则该低通滤波器输出V1成为下式。
V1=Vcc2----(10)]]>这样，在2个发送信号脉冲的相位差为90度，假如在管8内部发生了使2个接收信号A、B之间发生td相位差的流动的场合下，作为低通滤波器33的输出V1的相位差信号V1可以按V1=T/4+tdTVcc----(11)]]>来表示。这样，可理解为使2个接收信号A、B发生270度以下的相位差的流速的测定成为可能。这样可将分频比作为2，使测定范围扩大到2倍。通过适当地选择分频比，通过比如在从1至5的范围内进行切换，可扩大测定范围。虽然在图13中，以分频电路为1段的场合为例进行了表示，但通过将多段同样的分频电路纵向连接，可进一步扩大测定流速范围。
6.校正测定2图17取代在4校正测定中说明的图3的相位切换电路而成，表示在一对超声波探测头6、7各自的端子上安装了切换电路的结构例。因此在存在图17所示的切换电路部分的场合下，不需要图3中的相位切换功能。
如图17所示，切换电路80、81设置于猝发信号发生部110与二进制化部112之间，发送信号A经由切换电路80，经由超声波探测头6或切换电路81被输入到超声波探测头7的任意一个。同样，发送信号B经由切换电路81，经由超声波探测头7或切换电路80被输入到超声波探测头6的任意一个。接收信号A成为由切换电路80选择的超声波探测头6或由切换电路81选择的超声波探测头7所接收的超声波信号的任意一个。同样，接收信号B成为由切换电路81选择的超声波探测头7或由切换电路80选择的超声波探测头6所接收的超声波信号的任意一个。切换电路80及切换电路81的切换方向同时变化。此外在具备图13所示的分频部114的场合下，可以准备与图17中的切换电路80、81连动，切换二进制化电路16输出的极性的机构。
图18是表示各切换电路80、81处于与图17所示的切换状态相反的切换状态，具有由管8内的流动使接收信号进一步产生45度相位偏移的延迟场合下接收信号A与接收信号B的接收脉冲中间附近的电路动作的附图。此外在各切换电路80、81处于图17所示的切换状态的场合下，与图9所示相同。
在图18中，接收信号A与接收信号B的相位差成为作为从发送信号中产生的相位差90度减去了由管8内部的流动而产生的45度相位差的结果的45度。在该场合下，来自“异”电路30的“异”的结果是成为占空比25％的脉冲串。如果将电源电压设为Vcc，则该低通滤波器输出V1成为下式。
V2=Vcc4----(12)]]>
即，在采用了图17所示的电路的场合下，如果图17的各切换电路如图17所示，则低通滤波器输出V1与管8的内部流速成比例增加，在图17的各切换电路处于与图17所示切换状态相反的切换状态的场合下，低通滤波器输出V2与流速成比例减少。
在实际电路中，存在电路元件的性能波动。如果将发送信号A与发送信号B的时间差设为tp，将从放大电路14及放大电路15至“异”电路30的延迟时间的延迟时间差设为te，将基于流速的延迟时间设为td，则在图17所示的切换电路的状态下，将接收信号的周期设为T后，低通滤波器输出V1成为下式。
V1=tp+te+tdT/2Vcc----(13)]]>另一方面，在与图17所示的切换电路的状态相反的状态下，成为下式。
V2=tp+te-tdT/2Vcc----(14)]]>如果由运算电路来计算V1与V2之差，则成为下式，V1-V2=tdTVcc----(15)]]>由此可除去发送信号A与发送信号B的时间差tp以及从接收电路至“异”电路30的延迟时间差te的影响，其结果是，可除去元件性能的差异及温度特性的不同的影响，可实现高精度的流速测定。
接下来，图19是表示图17所示的切换电路与图12所示分频部114被组合了的场合下接收信号A及接收信号B的起始附近的电路动作的附图，是一种图17所示的各切换电路处于与图17所示的切换状态相反的切换状态，而且管8内部不存在流动的场合。此外在各切换电路80、81处于图17所示的切换状态的场合下，与图14所示相同。
在图19中，由超声波探测头7接收的信号成为接收信号A，由超声波探测头6接收的信号成为接收信号B。接收信号A及接收信号B与图14的接收信号A及接收信号B相比，由于切换开关的缘故而具有交错关系。包络线检波电路18输出及包络线检波电路19输出成为分别对接收信号A及接收信号B检波了的波形，二进制化电路24的输出及二进制化电路25的输出是分别使包络线检波电路18输出及包络线检波电路19输出按阈值电压Th1二进制化了的输出，该阈值电压Th1是与前文图14中的阈值电压相同的电压。延迟电路26输出及延迟电路27输出是使二进制化电路24输出及二进制化电路25输出只延迟了延迟时间t5A及延迟时间t5B的输出。在图17所示的各切换电路成为图17所示状态的场合下，在接收信号A超过了0V时二进制化电路16输出成为高电平，但在图17的各切换电路成为与图17所示状态相反的状态的场合下，在接收信号A低于0V时二进制化电路16输出成为高电平。另一方面，不管图17的切换电路的切换位置如何，当接收信号B超过了0V时二进制化电路17输出成为高电平。对延迟时间t5A及延迟时间t5B，在设定电路常数时，最好使延迟电路26的输出及延迟电路27的输出的上升边分别与二进制化电路16输出及二进制化电路17输出的下降边尽量一致。因此，必须由图17的各切换电路的位置使延迟时间t5A发生不同于延迟时间t3A的变化。“异”电路30的输出是分频电路20输出与分频电路21输出的“异”结果，成为对应于接收信号A与接收信号B的时间差的幅度的脉冲串。
图20是表示图17所示的切换电路与图12所示分频部114被组合，图17中各切换电路处于与图17所示场合分别相反的状态，2个发送信号A与接收信号B的相位差为90度，管8内部不存在流动的场合下接收信号A与接收信号B的接收脉冲中间附近的电路动作的附图。如果图17的各切换电路与图17所示一致，则接收脉冲中间附近的电路动作与图15所示相同。在图17中的各切换电路处于与图17相反状态的场合下，二进制化电路16输出在接收信号A低于0V时成为高电平，二进制化电路17输出只在接收信号B超过了0V时成为高电平。“异”电路30的输出是分频电路20输出及分频电路21输出的“异”结果，在该场合下，成为占空比75％的脉冲串。如果将电源电压设为Vcc，则该低通滤波器输出V2成为下式。
V2=3Vcc4----(16)]]>
在管8内部存在某种程度的流动的场合下，信号如虚线所示发生变化，其结果是，低通滤波器输出V2减少。
在实际电路中，存在电路元件的性能波动。如果将发送信号A与发送信号B的时间差设为tp，将从放大电路14及放大电路15至“异”电路30的延迟时间的延迟时间差设为te，将基于流速的延迟时间设为td，则在图17所示的切换电路的状态下，将接收信号的周期设为T后，低通滤波器输出V1成为下式。
V1=(tp+te+td)TVcc----(17)]]>另一方面，在与图17所示的切换电路的状态相反的状态下，成为下式。
V2=T/2+tp+te-tdTVcc----(18)]]>如果由运算电路来计算V1与V2之差，则成为下式，V2-V1=-T/2+2tdTVcc----(19)]]>由此可除去发送信号A与发送信号B的时间差tp以及从放大电路14及放大电路15至“异”电路30的延迟时间差te的影响，作为其结果，可除去元件性能差异及温度特性不同的影响，可实现高精度的流量测定。虽然以上示例对分频电路为1段的场合作了说明，但即使在将多段分频电路纵向连接的场合下，由同样的方法也可进行高精度的流速测定，这是容易理解的。
7.电耗的降低图21是取代图2的其它结构例，以进一步降低电耗为主要目的，使放大电路14及放大电路15只按超声波的接收定时来动作。放大电路14及放大电路15只在接收到了电源电压时进行放大动作，具备为放大电路14、15而发生电源电压的放大器电源电压发生电路45。
放大器电源电压发生电路45接收来自定时电路3的放大电路电源触发器信号S24，发生电源电压，比如可由使来自未图示的电源的电压升压的升压电路及变压器电路来构成。此外在放大电路电源触发器信号S24自身的电压电平很高的场合下，通过将该放大电路电源触发器信号S24作为电源电压，也可省略放大器电源电压发生电路45本身。
放大电路电源触发器信号S24在定时电路3中，被基于发送触发器信号S22来作成，在大致相当于接收信号的定时被生成。在从放大电路电源触发器信号S24的输入至由放大器电源电压发生电路45输出电源电压为止存在延迟时间的场合下，可在考虑了该延迟时间的定时下，在定时电路3生成放大电路电源触发器信号S24。
这样，由于放大电路14及放大电路15只在电源电压发生期间消费电力，因而与持续投入电源的场合相比，可显著降低电耗。此外由于电耗较小，因而可抑制温度的上升，与持续施加电源的场合相比，可显著提高放大电路的可靠性。因此，电路的温度漂移影响也可降低。
此外在从发送信号至接收信号的期间有了强干扰波的场合下，如果放大电路14及放大电路15持续动作，虽然后续的二进制化电路16、17及包络线检波电路19、20将动作，从而消耗电力，并有可能成为误测定的原因，但这样一来，由于将放大电路14及放大电路15的动作只作为接收信号发生的定时，因而可除去这种干扰波的影响。
8.流速及流量的运算流动于管8内的流体9的流速F1可利用沿流动方向的超声波传播时间t1及逆流动方向的超声波传播时间t2、流体以外的信号的传播时间τ，一般通过下式F1=Kt1-t2(t1+t2-τ)2----(20)]]>来求出。这里K是常数。如根据此前说明过的方法，将t1-t2设为td，将(t1+t2)/2设为t0，便可进行精度良好的测定，而且由于K及τ可从测定条件等获知，因而作为其结果，可精度良好地求出流动于管8内的流体9的流速F1。
此外在求出流速F1后，可利用该流速F1来精度良好地求出流动于管8内的流体9的流量。
在运算电路36，通过寄存预先求出的K、τ值，可求出流速F1。此外在求出流速F1后，可利用该流速F1来精度良好地求出流动于管8内的流体9的流量。
所求出的流速F1或流速F1及流量可在显示部42显示。此外该流速计也可与双线式控制环路连接。图22表示将本发明超声波流速计10连接到了双线式环路的示例。超声波流速计10由该双线式环路90，与被远隔的控制部92连接。在控制部92中，设有提供用于超声波流速计10动作的电力的电源94，在双线式环路90中，流通4～20mA的电流。在超声波流速计10中，设有调整从双线式环路90提供的电压的电压调整器96，由该电压调整器96调整后的电压被向构成超声波流速计10的各元件提供。
此外不仅通过双线式环路90，其电源电压向超声波流速计10提供，还通过该双线式环路90，由超声波流速计10的运算电路36求出的流速、流速及流量、或流量的测定结果向控制部92发送。因此，在超声波流速计10中，设有连接运算电路36及双线式环路90的双线接口电路98。双线接口电路98可由比如D/A转换器及模拟输出电路来构成，可将表示从运算电路36输出的流速、流速及流量、或流量的数字信号转换成模拟信号，作为4～20mA电流，向双线式环路90提供。
这样，可在控制部92与远隔的超声波流速计10之间，只通过双线式环路来进行电源电压供给及测定结果的发送。本发明超声波流速计由于如上所述达到了电耗降低化，因而即使在来自这种双线式环路的低电源电压下，也可适当地动作。
此外，也可使本发明超声波流速计10不采用任何双线式环路等，而由基于太阳电池的电源电压来进行动作。
产业上的可利用性如上所述，根据本发明，由于从相位差来求出流速，因而与传统的传播时间差方式相比，只需低电压猝发信号即可，可无需用于发生高电压的电源电路，此外也无需必须在高速下动作的计数器电路等，因而可形成小型低电耗的产品，还可提高防爆性。此外由于利用猝发信号，因而可以由一对收发用超声波探测头来同时进行发送与接收这两方面的动作，可按小型低成本来构成。此外由于利用猝发信号，因而可间歇地进行用于发送、接收及接收以后的相位差测定、流速测定的处理，因此与传统的持续处理连续波的方式不同，可形成低电耗产品。
权利要求
1.一种超声波流速计，其具备猝发信号发生单元，其发生具有相位差的2种猝发信号；一对收发用超声波探测头，是一种配置于被测定流体的上游侧与下游侧的一对收发用超声波探测头，其从上述猝发信号发生单元接收对应的猝发信号，转换该猝发信号，将互相具有相位差的超声波发送到被测定流体中，同时接收由他方的收发用超声波探测头发送并在被测定流体中传播的超声波，转换为接收信号；相位差测定单元，其从来自各收发用超声波探测头的各接收信号测定这些接收信号的相位差；流速测定单元，其基于来自上述相位差测定单元的接收信号的相位差信号来测定被测定流体的流速。
2.权利要求1中记载的超声波流速计，其中，上述相位差测定单元使表示2个接收信号的相位差的相位差信号通过低通滤波器，测定其直流电平。
3.权利要求1或2中记载的超声波流速计，其中，上述相位差测定单元测定各上述接收信号波形中的仅仅中心部分之间的相位差。
4.权利要求3中记载的超声波流速计，其中，上述相位差测定单元具有用于输出仅仅所决定期间的相位差的取样保持电路。
5.权利要求1至4任一中记载的超声波流速计，其还具备二进制化单元，其使来自上述各收发用超声波探测头的接收信号二进制化，上述相位差测定单元测定由二进制化单元二进制化了的接收信号的相位差。
6.权利要求5中记载的超声波流速计，其中，在上述二进制化单元与上述相位差测定单元之间，具备对由上述二进制化单元二进制化了的接收信号分别进行分频的分频单元，上述相位差测定单元从在上述分频单元分频了的各接收信号测定这些接收信号的相位差。
7.权利要求1至6任一中记载的超声波流速计，其还具备超声波传播时间测定单元，其测定从基于上述猝发信号发生单元的猝发信号发生至上述收发用超声波探测头的接收为止的超声波传播时间，上述流速测定单元与来自上述相位差测定单元的接收信号的相位差信号一起基于上述超声波传播时间，来测定被测定流体的流速。
8.权利要求7中记载的超声波流速计，其中，上述超声波传播时间测定单元使表示其超声波传播时间的超声波传播时间信号通过低通滤波器，测定其直流电平。
9.权利要求1至8任一中记载的超声波流速计，其中，上述相位差测定单元在校正测定时，测定来自上述猝发信号发生单元的具有相位差的2种猝发信号的相位差，上述流速测定单元利用上述测定的猝发信号的相位差来进行流速测定的校正。
10.权利要求1至8任一中记载的超声波流速计，其具备切换电路，其在校正测定时及通常测定时，转换来自上述猝发信号发生单元的具有相位差的2种猝发信号，并将2种猝发信号中对应的猝发信号分别提供到上述各收发用超声波探测头。
11.权利要求1至10任一中记载的超声波流速计，其中，在上述一对收发用超声波探测头与上述流速测定单元之间，具备有进行接收信号放大的放大电路，上述放大电路只在包含接收信号的接收定时的规定定时来进行放大动作。
12.权利要求1至11任一中记载的超声波流速计，其中，上述超声波流速计由双线式环路来与电源连接，还具备双线接口部，其用于利用双线式环路来发送在流速测定单元求出的测定值。
全文摘要
提供一种小型低电耗超声波流速计。在猝发信号发生部110，发生具有相位差的2种猝发信号，将该猝发信号发送到配置于被测定流体9的上游侧与下游侧的一对收发用超声波探测头6、7。一对收发用超声波探测头6、7接收对应的猝发信号，转换该猝发信号，将互相具有相位差的超声波发送到被测定流体9中，同时接收由另一方的收发用超声波探测头发送并在被测定流体中传播的超声波，转换为接收信号。该接收信号在二进制化电路16、17被二进制化，在“异”电路30进行“异”，成为表示相位差的相位差信号，基于该相位差信号来测定被测定流体9的流速。
文档编号G01P5/24GK1509405SQ0280996
公开日2004年6月30日 申请日期2002年5月15日 优先权日2001年5月16日
发明者岸本雅夫, 茂木良平, 铃木由起彦, 岩渕博, 平, 起彦 申请人:株式会社东机美