专利名称：半导体集成电路及其相位补偿用电容的电容值调整方法
技术领域：
本发明涉及一种半导体集成电路及其相位补偿用电容的电容值 调整方法。
背景技术：
使用运算放大器的电路多为包含反馈(负反馈)的电路。在包含 负反馈的电路中，有时在高频带由于相位旋转变为正反馈而引起振 荡。因此，对含有反馈环路的电路在高频带中是否不具有满足振荡条 件的那样的条件(稳定性)进行判定。作为反馈环路的稳定性判定方法，有使用相位裕度的方法(例如 参照日本特开2006 - 10596号公报)。其中，首先开放闭环路电路的 一端而构成开环路电路，从其一端改变频率并输入信号，求出另一端 的输出，并求出环路传递函数。根据环路传递函数的增益-频率特性 求出增益变为0dB (l倍)的单位增益频率fu,根据相位-频率特性 求出该单位增益频率fu下的相位和延迟相位180°之差。该差为相位 裕度。当该相位裕度为基准值(例如15°)以上时，判定为不会引起振 荡且稳定。但是，评价相位特性的电路复杂且导致成本增加。另外，将运算放大器具有的相位补偿用电容的值设定得较大，并 将相位裕度取得较大，由此确保稳定性。但是，伴随相位补偿用电容 的增大，增益降低，使电路窄带化。另外，当相位补偿用电容大时，通过率降低，具有发生输出的波形失真的问题。另外，当构成电路的器件元件在制造工序中出现较大的偏差时， 需要对该相位补偿用电容的每次采样进行优化(调整)。发明内容本发明的一个实施方式的半导体集成电路具有放大电路，包含 相位补偿用电容并具有反馈环路；以及稳定性判定调整电路，对预定 的多个频率下的所述放大电路的输出电压的振幅进行测定，根据所述 振幅之比对所述相位补偿用电容的电容值进行调整。另外，本发明的一个实施方式的半导体集成电路具有放大电路， 其具有包含相位补偿用电容并对来自第1以及第2输入端子的输入电 压差进行放大后从输出端子输出的放大器，且在所述第l输入端子和 所述输出端子之间形成反馈环路；正弦波产生部，其根据频率控制信 号改变频率，而使正弦波电压经由到达所述第1或第2输入端子的路 径输入到所述第l或第2输入端子；振幅测定部，其与所述输出端子 连接，对来自所述输出端子的输出电压的振幅进行测定；控制部，其 根据电容控制信号对所述相位补偿用电容的电容值进行调整；以及运 算部，其输出所述频率控制信号，根据在所迷振幅测定部中测定的振 幅以及从所述正弦波产生部输出的正弦波电压的振幅求出基于所述 频率控制信号的频率中的闭环路增益，向所迷控制部输出所述电容控 制信号，以使第l频率下的所述闭环路增益和比所述第l频率低的第 2频率下的所述闭环路增益之比成为预定值。另外，本发明的一个实施方式的半导体集成电路具有正弦波产生部，其根据频率控制信号改变频率来输出正弦波电压；放大电路， 其具有包含相位补偿用电容并对来自第i以及第2输入端子的输入电 压差进行放大后从输出端子输出的放大器、和对连接所述第i输入端 子和所述输出端子来形成反馈环路或连接所述第i输入端子和所迷正 弦波产生部进行切换的第l开关；第2开关，连接在所述第i或第2 输入端子与所述正弦波产生部之间；振幅测定部，与所述输出端子连接，对来自所述输出端子的输出电压的振幅进行测定；控制部，根据 开关控制信号进行所述第1以及第2开关的控制，根据电容控制信号 进行所述相位补偿用电容的电容值的调整；以及运算部，输出所述频 率控制信号，输出所述开关控制信号，以经由所述第1开关连接所述 第1输入端子和所述正弦波产生部且使所述第2开关断开，由此计算 出任意的频率下的所迷放大电路的环路增益，根据所述环路增益计算 出单位增益频率，输出所述开关控制信号，以经由所述第l开关连接 所述第l输入端子和所述输出端子而形成反馈环路且使所述第2开关 接通，计算出所述单位增益频率下的所述放大电路的闭环路增益和比 所述单位增益频率低的第2频率下的闭环路增益之比，向所述控制部 输出所述电容控制信号，以使所述比成为预定值。
图l是示出本发明的第1实施例的半导体集成电路的概略结构的图。图2是示出闭环路增益的一个例子的图。图3是示出相位补偿用电容的概略结构的图。图4是示出相位补偿用电容的电容值调整的流程的图。图5是示出相位补偿用电容的电容值调整的流程的图。图6是示出本发明的第2实施例的半导体集成电路的概略结构的图。图7是示出环路增益的一个例子的图。图8是示出该第2实施例的稳定性判定的流程的图。图9是示出本发明的第3实施例的半导体集成电路的概略结构的图。图IO是示出对包含在多模式对应无线收发器LSI中的放大器的 应用例子的图。
具体实施方式
以下，根据
本发明的实施例的半导体集成电路。 (第1实施例)图1示出本发明的第1实施例的半导体集成电路的概略结构。半导体集成电路具有放大器1、稳定性判定调整电路2、以及电阻R1、 R2。放大器1包括相位补偿用电容C。放大器1为运算放大器，具有反转输入端子IN 1、非反转输入 端子IN2、以及输出端子OUT。电阻R1的一端与节点X连接，剩余的一端与放大器1的反转输 入端子IN l连接。所谓节点X是指被输入来自外部的模拟信号的端 子。模拟信号从节点X经由电阻Rl输入到放大器1的反转输入端子 IN1。另外，在输出端子OUT和反转输入端子IN l之间连接有电阻 R2，放大器l被施加负反馈。放大器1的非反转输入端子IN2接地。稳定性判定调整电路2具有AD转换器21、 DA转换器22、振幅 测定部23、控制部24、运算部25以及正弦波产生部26。AD转换器21为模拟数字转换器，被输入来自放大器1的输出 端子OUT的信号，转换为数字值来输出。AD转换器21还与振幅测 定部23连接，向振幅测定部23输出该数字值。振幅测定部23被输入从AD转换器21输出的数字值，对数字值 的大小进行测定。即，振幅测定部23经由AD转换器21对放大器1 的输出电压的振幅进行测定。运算部25是对任意的频率(o下的放大器1的闭环路增益进行测 定，根据闭环路增益对放大器1的相位补偿用电容C的大小进行控制 的电路。因此，运算部25被输入振幅测定部23的输出。另外，运算部25与控制部24连接，输出对相位补偿用电容C 的大小进行控制的电容控制信号。另外，运算部25与正弦波产生部26连接，对正弦波产生部26输出与频率和振幅相关的频率控制信号。也可以由正弦波产生部26确定振幅信息，并向运算部25赋予该信息。另外，也可以从运算部25向振幅测定部23输出频率控制信号的 频率信息。振幅测定部23在AD转换器21的输出测定时，参照该频 率信息。控制部24根据从运算部25输出的电容控制信号，对相位补偿用 电容C的电容值进行控制。正弦波产生部26以基于从运算部25输出的频率控制信号的振荡 频率生成正弦波的数字输出。正弦波产生部26向DA转换器22输出 该数字输出。在正弦波产生部26中使用例如数值控制振荡器(NCO: Numerical Controlled Oscillator )。由此，可生成宽频带的正弦波。DA转换器22为数字模拟转换器，被输入来自正弦波产生部26 的正弦波的数字输出，转换为模拟值的正弦波电压并输出。DA转换 器22与节点C连接，从DA转换器22输出的正弦波电压经由电阻 Rl输入到放大器1的反转输入端子IN 1。运算部25根据通过频率控制信号对正弦波产生部26指定的输出 正弦波的大小(振幅)、或者、来自正弦波产生部26的反馈信息(由 正弦波产生部26确定的振幅信息)中包含的从正弦波产生部26输出 的数字输出正弦波的大小、和从振幅测定部23输出的数字值的大小 之比，求出闭环路增益。一般，运算放大器的闭环路增益IG ( ) |如图2 (图形以对数比 例描绘)所示那样，伴随相位裕度的减少可以观察到峰化。例如，当 增益IG (co) l的峰值为低频带下的增益IG (co) |的大约1.3倍(大约 2dB)时，相位裕度变为大约45。。在本实施例中利用这样的闭环路特 性，求出增益IG (co) l的峰值和低频带中的增益IG (co) I，根据它们 的比判定稳定性。在不稳定的情况下，即在相位裕度小的情况下，调整相位补偿用 电容C的电容值，以使该增益IG(o))l的峰值与低频带下的增益IG(o) l之比成为期望的相位裕度比。例如，在增益IG ( 0)) l的峰值为低频带下的增益IG ( 0)) |的3倍 且希望将相位裕度设定成大约45。的情况下，调整相位补偿用电容C 的电容值(使电容值增大)，以使增益IG ( ) l的峰值变为低频带下 的增益IG (co) |的大约1.3倍。例如，以能够通过对数比例以1数量级描绘10点的宽度改变频 率来从正弦波产生部26输出正弦波电压。由此，可求出与图2所示 那样的频率to对应的增益IG (o) |的变化。然后，对增益IG ( ) l取峰值的频率fl进行检测。在本实施例 中例如，将低频带设为频率fl的十分之一以下的频带，当增益IG(co) l的峰值为低频带下的增益的1.3倍(大约2dB)以下时，判定为稳定。 其相当于相位裕度大约为45°。在增益IG (co) l的峰值大于低频带下的增益的1.3倍的情况下， 运算部25判定为电路不稳定，向控制部24输出电容控制信号，以使 相位补偿用电容C的电容值增大。控制部24根据该电容控制信号控制，以使相位补偿用电容C的 电容值增大。伴随相位补偿用电容C的电容值增加，增益IG (o))l 减少。对电容值进行调整，以使增益IG (co) l的峰值变为低频带下的 增益的1.3倍。另外，也可以如下方式调整最初将相位补偿用电容C的电容 值设定成大的值后，使相位补偿用电容C的电容值逐渐减小，以使其 增益IG (份)l的峰值变为低频带下的增益IG (o)) |的1.3倍。图3示出相位补偿用电容C的结构的一个例子。相位补偿用电 容C具有并联连接的n个(n为2以上的整数)的电容Cl Cn，在 各电容上串联连接有开关晶体管Tr 1，且并联连接有开关晶体管Tr 2。对开关晶体管Tr 1的栅电极输入通断切换信号ON 1 ~ ON n， 进行通断控制。另外，对开关晶体管Tr 2的栅极电极输入所反转的通 断切换信号/ON l~/ON n，进行通断控制。在可使用MEMS工艺的 情况下，也可以通过MEMS来实现这些开关、电容。从控制部24输出的电容控制信号为该通断切换信号，通过改变 接通的晶体管Tr l的数量，可调整相位补偿用电容C的电容值。对 于电容Cl Cn，也可以是全部相同的电容值，也可以是 Cl<C2<...<Cn。对相位补偿用电容C的电容值的调整方法进行说明。设为最初 将电容值设定成较大的值。使用图4所示的流程来说明将相位裕度设 定为45°~55°时的调整方法。(步骤Sl)将开始频率设定为从放大电路的设计所预测出的单位 增益频率的十分之一，将停止频率设定为其10倍，并以可通过对数 比例以1个数量级描绘10点的步阶改变频率，从正弦波产生部26产 生正弦波电压。(步骤S2)由振幅测定部23对各频率下的来自放大器1的输出 电压的振幅进行测定，计算出振幅的最大值、和振幅为最大时的频率 的十分之一的频率下的振幅的上升比。(步骤S3 )判定上升比是否小于ldB。在小的情况下进入步骤S4， 在ldB以上的情况下结束调整。(步骤S4)减少相位补偿用电容C的电容值并返回步骤S1。接下来，使用图5所示的流程来说明将相位裕度设定为60°~70° 时的调整方法。(步骤Sll)将开始频率设为从放大电路的设计所预测出的单位 增益频率的十分之一，将停止频率设为其10倍，以可通过对数比例 以1数量级描绘10点的步阶改变频率，从正弦波产生部26产生正弦 波电压。(步骤S12 )由振幅测定部23对各频率下的放大器1的输出电压 的振幅进行测定，计算出振幅的最大值、和在频率为振幅成为最大时 的频率的十分之一时的振幅的上升比。此处，将振幅成为最大时的频 率设为fm。(步骤S13)判定上升比是否小于3dB。在小于3dB的情况下进 入步骤S14，在3dB以上的情况下进入步骤S15。(步骤S14)减少相位补偿用电容C的电容值并返回步骤Sll。 (步骤S15 )计算出频率fm下的输出振幅相对于频率fm/10下的输出振幅的衰减比。(步骤S16)判定衰减比是否为0dB以下。在大于0dB的情况下进入步骤S17，在为0dB以下的情况下结束调整。(步骤S17 )使相位补偿用电容C的电容值增加并返回步骤S15。 通过使用这样的调整方法来调整相位补偿用电容的电容值，可将放大电路的相位裕度设为期望的值。另外，步骤S11-S14为用于计算输出振幅成为最大时的频率fm的动作，所以步骤S13中的上升比的阈值也可以是3dB以外的值。这样本实施例的半导体集成电路可通过仅测定振幅特性来判定电路是否稳定，而无需评价相位特性，所以无需评价相位特性的电路，可降低成本。另外，可将相位补偿用电容的电容值设为最佳值，所以可使电路 宽带化而无需将相位裕度取得较大。另外，在正弦波产生部26中使用例如可由加法器、乘法器、触 发器以及ROM等构成的NCO，所以本实施例的半导体集成电路可以 以单片构成。另外，由于根据闭环路增益取峰值的频率(设为频率A)以及低 频带(设为频率B)中的增益IG (co) l之比来判定稳定性，所以可相 对精度良好地测定出频率A以及B下的来自输出端子OUT的输出电 压的振幅(全部为绝对值)即可。由于无需高精度地测定出来自输出 端子OUT的输出电压的振幅的绝对值，所以与能够求出绝对精度的 电路相比可减小电路规模。另外，由于输入到放大器1的正弦波电压(从正弦波产生部26 输出的正弦波的数字输出)为相同大小，所以不同频率下的增益IG( (0 ) l之比(相对值)变为由振幅测定部23经由AD转换器21测定的放大 器1的输出电压的振幅之比。例如，当对放大器1输入频率fl、 f2的正弦波电压Vin 1、 Vin 2，而将此时的输出电压分别设为Voutl、 Vout2并将增益分别设为Gl、 G2时，可表示为Gl = Vout 1/Vin 1、 G2 = Vout 2/Vin 2。增益G1、 G2之t匕Gl/G2为Gl/G2 - ( Vout l.Vin 2 ) / ( Vout 2Vin 1)。此处， 可知在Vinl-Vin2的情况下，Gl/G2 = Vout 1/Vout 2，增益之比为 放大器1的输出电压的振幅比。因此，也可以无需计算出增益IG (o) |,而使用由振幅测定部 23经由AD转换器21测定的放大器1的输出电压的振幅之比来判定 稳定性。(第2实施例)图6示出本发明的第2实施例的半导体集成电路的概略结构。半 导体集成电路具有放大器1、稳定性判定调整电路3、电阻R1、 R2、 以及开关SW1、 SW2。放大器1包含相位补偿用电容C。放大器1为运算放大器，具有反转输入端子IN 1、非反转输入 端子IN2、以及输出端子OUT。电阻R1的一端与节点X连接，另一端与放大器l的反转输入端 子IN1连接。节点X是被输入来自外部的模拟信号的端子。模拟信号从节点X经由电阻Rl输入到放大器1的反转输入端子 IN1。电阻R2的一端与放大器1的反转输入端子IN1连接，另一端 通过开关SW 1与放大器1的输出端子OUT或DA转换器32切换连 接。在电阻R2的另一端与放大器1的输出端子OUT连接的情况下， 对放大器l施加负反馈。放大器l的非反转输入端子IN2接地。稳定性判定调整电路3具有AD转换器31、 DA转换器32、振幅 测定部33、控制部34、运算部35以及正弦波产生部36。对于AD转 换器31、 DA转换器32、振幅测定部33、以及正弦波产生部36，由 于与上述第1实施例中的AD转换器21、 DA转换器22、振幅测定部 23、以及正弦波产生部26相同，所以省略其说明。运算部35对任意的频率o下的放大器1的环路增益IPH ( o)) I 进行测定，根据环路增益lpH (o) l计算出单位增益频率fu。此处，p 表示反馈率，H (o)表示开环路增益(放大器1整体的放大率)。另外，根据单位增益频率fu以及低频带中的闭环路增益IG (co ) |来对 放大器1的相位补偿用电容C的大小进行控制。因此，运算部35被输入振幅测定部33的输出。另外，运算部 35与控制部34连接，输出对相位补偿用电容C的大小进行控制的电 容控制信号以及对开关SW 1 、 SW 2的切换进行控制的开关控制信号。另外，运算部35与正弦波产生部36连接，对正弦波产生部36 输出与频率和振幅相关的频率控制信号。也可以由正弦波产生部36 确定振幅信息，而向运算部35赋予该信息。另夕卜，也可以从运算部35向振幅测定部33输出频率控制信号的 频率信息。振幅测定部33在AD转换器31的输出测定时，参照该频 率信息。控制部34根据从运算部35输出的电容控制信号，对相位补偿用 电容C的电容值进行控制。另外，根据开关控制信号，进行开关SW 1、 SW2的切换控制。DA转换器32经由开关SW2与节点X连接，在开关SW2接通 时，从DA转换器32输出的正弦波电压经由电阻R1输入到放大器1 的反转输入端子IN1。另外，可经由开关SW 1向电阻R2赋予正弦 波电压。运算部35根据来自正弦波产生部36的反馈信息中包含的从正弦 波产生部36输出的数字输出正弦波的大小、和从振幅测定部33输出 的数字值的大小之比，求出放大器1的环路增益lpH (co) I、闭环路 增益IG (co) I。通过断开开关SW 2并切换开关SW 1以使电阻R2的一端与DA 转换器32连接，可测定出环路增益lpH (o) I。另外，通过接通开关SW 2并切换开关SW 1以使电阻R2的一 端与放大器1的输出端子OUT连接，可测定出闭环路增益IG (co) I。一般，运算放大器的环路增益IPH (o)) |如图7所示那样相对于 频率的增加以一定的斜率减少，在单位增益频率fu处变为环路增益 IPH((o)l-l。对于该斜率，从设计时的模拟可知，通过对l个频率(环路增益lpH(co)l伴随频率的增加以一定的斜率减少的区域的频率) 的环路增益IPH (co) l进行测定，可容易地计算出单位增益频率fu。在观察到峰化的闭环路增益IG (to) |中，在单位增益频率fu处 取峰值。因此，在本实施例中，对这样计算出的单位增益频率fu以及 低频带(例如频率fu/10)中的闭环路增益IG (o) l进行测定，根据这 些之比判定稳定性。使用图8所示的流程来说明使用该半导体集成电路的稳定性的 判定以及相位补偿用电容的电容值调整的方法。(步骤S21)断开开关SW 2并切换开关SW 1以向电阻R 2输入 从DA转换器32输出的正弦波电压。在运算部35中对放大器1的环 路增益I(5H (co) l进行测定，根据设计时的模拟，计算出单位增益频 率fu。(步骤S22)接通开关SW2并切换开关SW1以使电阻R2与放 大器1的输出端子OUT连接。运算部35向正弦波产生部36输出频 率控制信号，以使其输出单位增益频率fu和频率fu/10的正弦波电压， 分别对单位增益频率fu和频率fu/10下的闭环路增益IG ((o) |进行测定。(步骤S23)单位增益频率fu下的增益IG (co) l可视为闭环路增 益的峰值，频率fu/10下的增益IG ( ) l可视为低频带下的增益，当 两者之比为基准值(例如1.3倍)以下时，判定为电路稳定。在该比 值大于基准值的情况下，判定为相位裕度小且不稳定，运算部35向 控制部34输出电容控制信号，调整相位补偿用电容C的电容值。电 容值的调整由于与上述第1实施例相同，所以省略其说明。在上述第1实施例中，需要对多个频率下的增益IG((o) |进行测 定，来检测出取峰值时的频率。但是，在本实施例中对1个频率下的 环路增益IPH ((o ) l进行测定，并使用该环路增益来求出闭环路增益IG (o)) l取峰值时的单位增益频率fu,所以可缩短稳定性的判定以及相 位补偿用电容的调整所需的时间。根据1个频率下的环路增益IPH (to) l的测定来对单位增益频率fu进行测定，但也可以对多个频率下的环路增益IPH ((O) |进行测定 来更高精度地求出单位增益频率fu。这样利用本实施例的半导体集成电路仅对振幅特性进行测定，从 而可高速地判定电路是否稳定。另外，通过将相位补偿用电容的电容 值设为最佳值，可使电路宽带化。另外，由于在正弦波产生部36中 使用NCO，所以可实现单片。(第3实施例)图9示出本发明的第3实施例的半导体集成电路的概略结构。半 导体集成电路具有放大器l、稳定性判定调整电路4、电阻R1、 R2、 以及开关SW1、 SW2。放大器1包含相位补偿用电容C。稳定性判定调整电路4具有作为模拟数字转换器的AD转换器 41、作为数字模拟转换器的DA转换器42、振幅测定部43、控制部 44、运算部45、正弦波产生部46以及相位测定部47。电阻R2的一端与放大器1的反转输入端子IN1连接，另一端通 过开关SW 1与放大器1的输出端子OUT或DA转换器42切换连接。 另外，开关SW1可切换成连接DA转换器42和AD转换器41。对于 开关SW 1的切换控制，根据从运算部45输出的开关控制信号由控制 部44进行。相位测定部47经由AD转换器41对放大器1或DA转换器42 的输出电压的相位进行测定，向运算部45输出测定结果。电阻R1、开关SW2、振幅测定部43、正弦波产生部46等的连 接关系由于与图6所示的上述第2实施例的半导体集成电路相同，所 以省略其说明。说明使用该半导体集成电路的稳定性的判定以及相位补偿用电 容的电容值调整的方法。首先，使用与上述第2实施例相同的方法来求出单位增益频率fu 后，运算部45向正弦波产生部46输出频率控制信号，以使其输出频 率fu的正弦波电压。接下来，断开开关SW2并切换开关SW 1以向电阻R2输入DA转换器42的输出，在相位测定部47中对放大器1的输出的相位Ph 1 进行测定。接下来，切换开关SW 1以使DA转换器42的输出端子和AD 转换器41的输入端子连接，在相位测定部47中对DA转换器42的 输出的相位Ph 2进行测定。由运算部45求出所测定的2个相位Phl、 Ph2的相位差，根据 单位增益频率fu下的相位裕度来进行稳定性的判定。另外，进行相位 补偿用电容C的调整，以使相位差(或相位裕度)成为预定值。本实施例的半导体集成电路由于具有相位测定部而无法实现成 本降低，但由于可准确地求出相位裕度，所以可求出最佳的相位补偿 用电容值，可取得稳定且宽带的放大电路。也可以构成为从运算部45向相位测定部47输出频率控制信号的 频率信息，相位测定部47在相位测定时参照该频率信息。(应用例)上述实施例的半导体集成电路适用于向包含在多模式对应的无 线收发器LSI中的放大器的使用。图IO示出将上述第1实施例的半导体集成电路应用于包含在多 模式对应的无线收发器LSI中的放大器的例子。在该无线收发器LSI 中，紫蜂(ZigBee )用、蓝牙(Bluetooth )用、WLAN (无线LAN ) 用的模拟数字转换器ADC 1 ~ 3分别经由开关SW 3 ~ 5与放大器101 连接。稳定性判定调整电路2内的AD转换器21、 DA转换器22分别 与放大器101的输出端子、输入端子连接。另外，还可以代替AD转 换器21而使用ZigBee用的模拟数字转换器ADC1。即，在开关SW 3接通的状态下，向振幅测定部23输入模拟数字转换器ADC 1的输 出即可。由此，可省略AD转换器21。通过开关SW 3~5的切换，放大器101的用途变为紫峰、蓝牙 或WLAN，在用途的切换时稳定性判定调整电路2对放大器101的相 位补偿用电容C的电容值进行调整。由此，无线收发器LSI可针对每个用途优化放大器的相位补偿 用电容，而高效地进行动作。在上述第1至第3实施例中说明了反转放大器的结构，但也可以 适用于非反转放大器或差动放大器结构。
权利要求
1.一种半导体集成电路，其特征在于具有放大电路，其包含相位补偿用电容并具有反馈环路；以及稳定性判定调整电路，其对预定的多个频率下的所述放大电路的输出电压的振幅进行测定，根据所述振幅之比对所述相位补偿用电容的电容值进行调整。
2. 根据权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于 所述放大电路具有包含所述相位补偿用电容并对来自第1以及第2输入端子的输入电压差进行放大后从输出端子输出的放大器，且 在所述第1输入端子和所述输出端子之间形成所述反馈环路，所述稳定性判定调整电路经由到达所述第1或第2输入端子的路 径向所述第1或第2输入端子输出所述预定的多个频率的正弦波电 压。
3. 根据权利要求1所述的半导体集成电路，其特征在于，所述 稳定性判定调整电路将所述放大电路的输出电压的振幅成为最大值 的频率设为第l频率，根据所述最大值与比所述第l频率低的第2频 率的所述输出电压的振幅之比，对所述相位补偿用电容的电容值进行 调整。
4. 根据权利要求3所述的半导体集成电路，其特征在于，所述 第2频率为所述第1频率的十分之一以下。
5. —种半导体集成电路，其特征在于具有放大电路，其具有包含相位补偿用电容并对来自第1以及第2 输入端子的输入电压差进行放大后从输出端子输出的放大器，且在所 述第l输入端子和所述输出端子之间形成反馈环路；正弦波产生部，其根据频率控制信号改变频率，使正弦波电压经 由到达所述第1或第2输入端子的路径输入到所述第1或第2输入端子；振幅测定部，其与所述输出端子连接，对来自所述输出端子的输出电压的振幅进行测定；控制部，其根据电容控制信号对所述相位补偿用电容的电容值进 行调整；以及运算部，其输出所述频率控制信号，根据在所述振幅测定部中测于所述频率控制信号的频率下的闭-环路增益，向所述控制部输:所i 电容控制信号，以使第1频率下的所述闭环路增益和比所述第1频率低的第2频率下的所述闭环路增益之比成为预定值。
6. 根据权利要求5所述的半导体集成电路，其特征在于，所述 运算部将所述闭环路增益成为最大值的频率设为所述第l频率。
7. 根据权利要求6所述的半导体集成电路，其特征在于，所述 第2频率为所述第1频率的十分之一以下。
8. —种半导体集成电路，其特征在于具有 正弦波产生部，其根据频率控制信号改变频率来输出正弦波电压；放大电路，其具有包含相位补偿用电容并对来自第1以及第2 输入端子的输入电压差进行放大后从输出端子输出的放大器、和对连 接所述第1输入端子与所述输出端子来形成反馈环路或连接所述第1输入端子与所述正弦波产生部进行切换的第l开关；第2开关，其连接在所述第1或第2输入端子与所述正弦波产生 部之间；振幅测定部，其与所述输出端子连接，对来自所述输出端子的输 出电压的振幅进行测定；控制部，其根据开关控制信号进行所述第1以及第2开关的控制， 根据电容控制信号进行所述相位补偿用电容的电容值的调整；以及运算部，其输出所述频率控制信号，输出所述开关控制信号，以 经由所述第i开关连接所述第l输入端子与所述正弦波产生部且使所 述第2开关断开，由此计算出任意的频率下的所述放大电路的环路增 益，根据所述环路增益计算出单位增益频率，输出所述开关控制信号，以经由所述第l开关连接所述第l输入端子与所述输出端子而形成反馈环路且使所述第2开关接通，由此计算出所述单位增益频率下的所 述放大电路的闭环路增益与比所述单位增益频率低的第2频率下的闭 环路增益之比，向所述控制部输出所述电容控制信号，以使所述比成 为预定值。
9. 根据权利要求8所述的半导体集成电路，其特征在于，所述 第2频率为所述单位增益频率的十分之一以下。
10. 根据权利要求8所述的半导体集成电路，其特征在于， 该半导体集成电路还具有相位测定部，该相位测定部与所述输出端子连接，对所赋予的信号的相位进行测定，所述第1开关可切换成连接所述正弦波产生部与所述输出端子， 所述运算部可输出所述频率控制信号以使所述正弦波产生部输 出的正弦波电压的频率成为所述单位增益频率，计算出当输出所述开 关控制信号以经由所述第1开关连接所述正弦波产生部与所述输出端 子且使所述第2开关断开时由所述相位测定部测定的相位、和当输出 所述开关控制信号以经由所述第l开关连接所述第l输入端子与所述 正弦波产生部且使所述第2开关断开时由所述相位测定部测定的相位 的相位差，向所述控制部输出所述电容控制信号，以使所述相位差成 为预定值。
11. 一种半导体集成电路的相位补偿用电容的电容值调整方法， 其特征在于具有如下步骤对包含相位补偿用电容并具有反馈环路的放大电路的预定的多 个频率下的输出电压的振幅进行测定，以及根据所述振幅之比对所述相位补偿用电容的电容值进行调整。
12. 根据权利要求11所述的半导体集成电路的相位补偿用电容 的电容值调整方法，其特征在于，将所述输出电压的振幅成为最大值 的频率设为第l频率，根据所述最大值与比所述第l频率低的第2频 率下的所述输出电压的振幅之比，对所述相位补偿用电容的电容值进 行调整。13.根据权利要求12所述的半导体集成电路的相位补偿用电容 的电容值调整方法，其特征在于，所述第2频率为所述第l频率的十 分之一以下。
全文摘要
本发明提供一种半导体集成电路及其相位补偿用电容的电容值调整方法，该半导体集成电路具有放大电路，其包含相位补偿用电容并具有反馈环路；以及稳定性判定调整电路，其对预定的频率下的所述放大电路的输出电压的振幅进行测定，根据所述振幅之比对所述相位补偿用电容的电容值进行调整。
文档编号G01R31/00GK101266275SQ20081008653
公开日2008年9月17日 申请日期2008年3月14日 优先权日2007年3月14日
发明者阿川谦一 申请人:株式会社东芝