一种基于子带处理的外辐射源雷达杂波抑制方法及装置与流程

本发明涉及外辐射源雷达信号处理技术领域，特别是涉及一种基于子带处理的外辐射源雷达杂波抑制方法及装置。

背景技术：

外辐射源雷达是依赖于外部照射源而构筑的非合作式双/多基地雷达系统。因发射信号未知，外辐射源雷达中常设置两类通道，即参考通道和监测通道。参考通道用于收集发射信号，提纯所得参考信号用作参考和匹配样本；监测通道用于接收目标散射信号，通道输出称为监测信号。发射站到接收站的直达路径信号称为直达波，理想条件下，希望参考通道接收纯净的直达波，而监测通道中无直达波，如此两者相关处理即可实现目标检测。实际中，外部照射源连续发射，接收端监测通道面临强直达波和杂波。由于发射信号并非专为雷达探测设计，相干匹配后直达波和杂波的旁瓣遍及整个距离多普勒区域，旁瓣高出噪声基底甚至掩盖目标，降低了目标探测灵敏度，故外辐射源雷达目标检测前需要抑制掉直达波与杂波，此过程称为杂波抑制。

已有的杂波抑制方法总体上可根据参与抑制的是单通道还是多通道而粗分为时域抑制和空域抑制两类，本发明公开的杂波抑制方法按此分类属于时域杂波抑制方法。时域杂波抑制因抑制方式也称为杂波对消，其中讨论最多的是常规自适应滤波方法，具体包括最小均方(LMS)算法、归一化最小均方(NLMS)算法、递归最小二乘方(RLS)算法、梯度格型(GAL)算法等。这些算法均脱胎于维纳滤波原理，因信号统计特性未知或时变，故采用参数可调的滤波器，通过自适应算法调节参数。

另一类时域杂波抑制方法为时域投影法，其基本原理是利用参考信号扩展构造杂波子空间，然后将监测信号沿所构造的杂波子空间做正交投影(正交投影由最小二乘(LS)准则推导而得)得杂波抑制后的信号。时域投影法的典型算法为扩展相消算法(ECA)、分段扩展相消算法(ECA-B)、分载波扩展相消算法(ECA-C)。时域投影法的计算复杂度正比于信号长度与杂波子空间维数平方之积，故计算量大。

当前，基于数字电视信号的外辐射源雷达是外辐射源雷达研究的主流。数字电视信号带宽约7.5MHz，若需抑制杂波的双基距离范围为60km，对应的距离元数达1500，若利用ECA或ECA-B方法处理200ms数据，计算量将达10¹²量级，难以实现实时处理。常规自适应滤波方法在滤波器阶数较大时也存在收敛速度较慢的问题。

且在实际外辐射源雷达系统中，还存在如下几种主要的非理想因素：1)受限于振荡器的频率稳定度以及可能存在的频率漂移，发射端射频信号的实际载频与接收端本地振荡器频率存在偏差，引起载波频偏；2)实际采样率与标称采样率的偏差引起采样率频偏；3)杂波时延(即杂波相对于参考信号的时延)可能为采样周期的非整数倍，称之为分数时延；4)实际接收信号受到发射和接收端的通道频率响应的作用。常规自适应滤波方法对载波频偏、采样率频偏、分数时延、通道频率响应等非理想因素较为敏感。时域投影法的杂波对消性能亦受限于非理想因素。

可见，当前时域杂波抑制方法主要面临计算量大和受非理想因素影响性能这两大问题。因此需要研究能兼顾这两方面问题的杂波对消方法，本发明所公开的基于子带处理的杂波对消方法(称之为子带杂波对消方法)即是一种既对非理想因素鲁棒性强且计算量较小的杂波对消方法。

计算量大的症结在于大的信号带宽，大的信号带宽使得距离分辨率提高，导致覆盖一定距离范围的杂波子空间维数增加。此时若直接采用计算量与杂波子空间维数平方成正比的杂波对消方法，计算量非常巨大。为此子带杂波对消方法将信号分解为多路较小带宽的信号，使得分路子带处理时，每路子带信号的杂波子空间维数降低，从而降低计算量。

再考虑载波频偏、采样率频偏、分数时延、以及通道频率响应等非理想因素。首先讨论采样率频偏，其相当于在时域内对信号进行压缩(或扩展)，其频谱相应扩展(或压缩)。当采用子带信号处理时，对于每一路子带信号，当子带分解足够细时，子带内的扩展(或压缩)可忽略，而整体上的扩展(或压缩)可近似等效为子带频谱的平移，因此采样率频偏可等效为载波频偏。若子带杂波对消方法考虑了应对载波频偏，则可以一并消除采样率频偏的不利影响。

而对于通道频率响应，其可等效为额外的时域冲激响应，这一方面引起分数时延问题，另一方面导致杂波时延扩展范围增加，通道频率响应随频率变化一般较平缓，对应的杂波时延扩展范围增加很小，因此非理想通道响应引起的主要是分数时延问题。

因此，当引入子带信号处理用于杂波对消时，所需考虑的非理想因素主要是载波频偏和分数时延。

需要指出的是，本发明所公开的子带杂波对消方法与刘宇等人提出的频域ECA-B方法(刘宇,吕晓德,杨鹏程.一种无源雷达频域扩展相消批处理杂波对消算法[J].雷达学报,2016,5(3):293-301.)在流程上有相近之处。比如，子带杂波对消方法的“子带分解”和“子带合成”与频域ECA-B方法的“变换到频域+分段”和“拼接+变回到时域”在处理上接近。但本发明的子带杂波对消方法与频域ECA-B方法在杂波对消核心步骤上存在显著差异，具体表现在：1)子带杂波对消方法采用了频偏子空间扩展和时延子空间扩展用于消除载波频偏、分数时延等非理想因素的不利影响，而频域ECA-B方法未专门考虑这一点；2)子带杂波对消方法采用LS自适应滤波对消杂波，LS自适应滤波与过采样杂波子空间构造有关，这也与频域ECA-B方法中的对消方式不同。

技术实现要素：

为了解决上述外辐射源雷达杂波对消中存在的问题，本发明提供了一种基于子带处理的外辐射源雷达杂波抑制方法及装置，是一种既对非理想因素鲁棒性强且计算量较小的杂波对消方法。

本发明采用的技术方案如下：

一种基于子带处理的外辐射源雷达杂波抑制方法，引入了子带信号处理思想用于外辐射源雷达杂波抑制，并以过采样方式构造杂波子空间，利用LS自适应滤波对消杂波，包括以下步骤：

步骤1：将监测信号分解为多路子带信号；

步骤2：利用参考信号经频偏子空间扩展和时延子空间扩展构造杂波子空间，进行子带分解，频偏子空间扩展的频率间隔小于频率分辨率，时延子空间扩展时延间隔小于子带信号时延分辨率，均满足过采样；

步骤3：对每路子带信号分别进行LS自适应滤波；

步骤4：将滤波后多路子带信号合成得杂波抑制后的监测信号。

步骤1中所述的将监测信号分解为多路子带信号；此处的子带分解采用“FFT+子带划分”的方式实现，子带划分采用均匀频谱划分，记s_surv＝[s_surv[0],s_surv[1],...,s_surv[N-1]]^T表示监测信号向量，其中N为相干处理间隔内的信号采样点数，上标“T”表示转置，对s_surv进行FFT处理后的信号记为s_{surv_FD}，设划分为M个子带，每个子带信号长度为N_s，其中N＝MN_s，第m个子带信号记为为N_s×1的向量。

步骤2中所述的利用参考信号经频偏子空间扩展和时延子空间扩展构造杂波子空间，进行子带分解，频偏子空间扩展的频率间隔小于频率分辨率，时延子空间扩展时延间隔小于子带信号时延分辨率，均满足过采样；根据时延子空间扩展与子带分解的先后顺序不同，本步骤有两种实现方式。

实现方式1：先进行频偏子空间扩展，然后做子带分解，再做时延子空间扩展。记s_ref＝[s_ref[0],s_ref[1],...,s_ref[N-1]]^T表示参考信号向量，设频偏子空间扩展的频率为f₀,f₁,...,f_Q，f₀,f₁,...,f_Q频率间隔均匀，且频率间隔小于多普勒频率分辨率T_s为采样周期，频偏子空间扩展满足过采样。则频偏子空间扩展后所得杂波子空间为

式中，

对S_ref每列进行FFT变换得S_{ref_FD}，然后按行均匀划分为M个子带，每个子带信号长度为N_s，第m个子带信号记为每个子带信号再经时延子空间扩展即得最终的第m个子带的杂波子空间X_m。设时延扩展R+1维，分别对应时延τ₀＝n₀T_s,...,τ_R＝n_RT_s，τ₀,...,τ_R时间间隔均匀，且时间间隔小于MT_s，MT_s为子带信号的时延分辨率，时延子空间扩展亦满足过采样。则所构造杂波子空间的总维数为D＝(Q+1)(R+1)，杂波子空间X_m为N_s×D的矩阵，表达为

式中，

实现方式2：先进行频偏子空间扩展，然后做时延子空间扩展，再做子带分解。记表示扩增的参考信号向量，KT_s大于最大杂波时延。此时频偏子空间扩展后所得杂波子空间为

式中，

频偏子空间扩展后直接做时延子空间扩展即为在时域对信号进行移位，记一步移位算子为D，则时延子空间扩展后的信号为

截取保留的后N行记为Y。将Y各列分别FFT变换到频域得X，将X按行均匀划分为M个子带，每个子带信号记为X_m，X_m即为构造的第m个子带的杂波子空间。

步骤3中所述的对每路子带信号分别进行LS自适应滤波；LS自适应滤波按如下方式处理

式中，上标“H”和分别表示共轭转置和Moore-Penrose逆矩阵。为杂波抑制后的第m个子带监测信号。

步骤4中所述的将滤波后多路子带信号合成得杂波抑制后的监测信号；此处的子带合成通过“子带拼接+IFFT”的方式实现，子带拼接表示为

然后做IFFT变换得时域信号s_GSC，s_GSC即为杂波抑制后的监测信号。

一种基于子带处理的外辐射源雷达杂波抑制装置，该装置引入了子带信号处理思想用于外辐射源雷达杂波抑制，并以过采样方式构造杂波子空间，利用LS自适应滤波对消杂波，包括以下单元：

子带分解单元，用于将监测信号分解为多路子带信号；

杂波子空间构造单元，用于利用参考信号经频偏子空间扩展和时延子空间扩展构造杂波子空间，进行子带分解，频偏子空间扩展的频率间隔小于频率分辨率，时延子空间扩展时延间隔小于子带信号时延分辨率，均满足过采样；

滤波单元，用于对每路子带信号分别进行LS自适应滤波；

子带合成单元，用于将滤波后多路子带信号合成得杂波抑制后的监测信号。

所述子带分解单元将监测信号分解为多路子带信号，此处的子带分解采用“FFT+子带划分”的方式实现，子带划分采用均匀频谱划分，记s_surv＝[s_surv[0],s_surv[1],...,s_surv[N-1]]^T表示监测信号向量，其中N为相干处理间隔内的信号采样点数，上标“T”表示转置，对s_surv进行FFT处理后的信号记为s_{surv_FD}，设划分为M个子带，每个子带信号长度为N_s，其中N＝MN_s，第m个子带信号记为为N_s×1的向量。

所述杂波子空间构造单元，根据时延子空间扩展与子带分解的先后顺序不同，有两种实现方式：

实现方式1：先进行频偏子空间扩展，然后做子带分解，再做时延子空间扩展；记s_ref＝[s_ref[0],s_ref[1],...,s_ref[N-1]]^T表示参考信号向量，设频偏子空间扩展的频率为f₀,f₁,...,f_Q，f₀,f₁,...,f_Q频率间隔均匀，且频率间隔小于多普勒频率分辨率T_s为采样周期，频偏子空间扩展满足过采样，则频偏子空间扩展后所得杂波子空间为

式中，

对S_ref每列进行FFT变换得S_{ref_FD}，然后按行均匀划分为M个子带，每个子带信号长度为N_s，第m个子带信号记为每个子带信号再经时延子空间扩展即得最终的第m个子带的杂波子空间X_m；设时延扩展R+1维，分别对应时延τ₀＝n₀T_s,...,τ_R＝n_RT_s，τ₀,...,τ_R时间间隔均匀，且时间间隔小于MT_s，MT_s为子带信号的时延分辨率，时延子空间扩展亦满足过采样；则所构造杂波子空间的总维数为D＝(Q+1)(R+1)，杂波子空间X_m为N_s×D的矩阵，表达为

式中，

实现方式2：先进行频偏子空间扩展，然后做时延子空间扩展，再做子带分解；记表示扩增的参考信号向量，KT_s大于最大杂波时延；此时频偏子空间扩展后所得杂波子空间为

式中，

频偏子空间扩展后直接做时延子空间扩展即为在时域对信号进行移位，记一步移位算子为D，则时延子空间扩展后的信号为

截取保留的后N行记为Y；将Y各列分别FFT变换到频域得X，将X按行均匀划分为M个子带，每个子带信号记为X_m，X_m即为构造的第m个子带的杂波子空间。

所述滤波单元对每路子带信号分别进行LS自适应滤波，LS自适应滤波按如下方式处理

式中，上标“H”和分别表示共轭转置和Moore-Penrose逆矩阵，为杂波抑制后的第m个子带监测信号。

所述子带合成单元将滤波后多路子带信号合成得杂波抑制后的监测信号，此处的子带合成通过“子带拼接+IFFT”的方式实现，子带拼接表示为

然后做IFFT变换得时域信号s_GSC，s_GSC即为杂波抑制后的监测信号。

本发明所提出的基于子带处理的外辐射源雷达杂波抑制方法的优势在于：对载波频偏、采样率频偏、分数时延、通道频率响应等非理想因素的鲁棒性强，存在非理想因素情况下杂波抑制性能仍可逼近理论上限；计算量较小，且具有并行化处理架构，适合工程实时化实现。

附图说明

图1为本发明步骤2采用实现方式1的实施原理流程图。

图2为本发明步骤2采用实现方式2的实施原理流程图

图3为本发明过采样杂波子空间构造的扩展维数图。

图4为本发明实施例中杂波抑制前的距离多普勒谱。

图5为本发明实施例中杂波抑制后的距离多普勒谱。

图6为本发明实施例中杂波抑制比的统计结果。

图7为本发明实施例中目标峰值基底比的统计结果。

图8为本发明实施例中的装置结构示意图。

具体实施方式

为了便于本领域普通技术人员理解和实施本发明，下面结合附图及实施例对本发明作进一步的详细描述，应当理解，此处所描述的实施示例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。

实施例1

本发明所述的一种基于子带处理的外辐射源雷达杂波抑制方法，引入了子带信号处理思想用于外辐射源雷达杂波抑制，并以过采样方式构造杂波子空间，利用LS自适应滤波对消杂波，其中，两个输入分别为监测信号s_surv和参考信号s_ref，输出为杂波抑制后的监测信号。包括以下步骤：

步骤1：将监测信号分解为多路子带信号；

步骤2：利用参考信号经频偏子空间扩展和时延子空间扩展构造杂波子空间，进行子带分解，频偏子空间扩展的频率间隔小于频率分辨率，时延子空间扩展时延间隔小于子带信号时延分辨率，均满足过采样；

步骤3：对每路子带信号分别进行LS自适应滤波；

步骤4：将滤波后多路子带信号合成得杂波抑制后的监测信号。

本发明对载波频偏、采样率频偏、分数时延、通道频率响应等非理想因素的鲁棒性强，存在非理想因素情况下杂波抑制性能仍可逼近理论上限；计算量较小，且具有并行化处理架构，适合工程实时化实现。通过将信号分解为多路较小带宽的信号，使得分路子带处理时，每路子带信号的杂波子空间维数降低，从而降低计算量。

步骤1中所述的将监测信号分解为多路子带信号；此处的子带分解采用“FFT+子带划分”的方式实现，子带划分采用均匀频谱划分，记s_surv＝[s_surv[0],s_surv[1],...,s_surv[N-1]]^T表示监测信号向量，其中N为相干处理间隔内的信号采样点数，上标“T”表示转置，对s_surv进行FFT处理后的信号记为s_{surv_FD}，设划分为M个子带，每个子带信号长度为N_s，其中N＝MN_s，第m个子带信号记为为N_s×1的向量。

步骤2中所述的利用参考信号经频偏子空间扩展和时延子空间扩展构造杂波子空间，进行子带分解，频偏子空间扩展的频率间隔小于频率分辨率，时延子空间扩展时延间隔小于子带信号时延分辨率，均满足过采样；根据时延子空间扩展与子带分解的先后顺序不同，本步骤有两种实现方式。

实现方式1：先进行频偏子空间扩展，然后做子带分解，再做时延子空间扩展。记s_ref＝[s_ref[0],s_ref[1],...,s_ref[N-1]]^T表示参考信号向量，设频偏子空间扩展的频率为f₀,f₁,...,f_Q，f₀,f₁,...,f_Q频率间隔均匀，且频率间隔小于多普勒频率分辨率T_s为采样周期，频偏子空间扩展满足过采样。则频偏子空间扩展后所得杂波子空间为

式中，

对S_ref每列进行FFT变换得S_{ref_FD}，然后按行均匀划分为M个子带，每个子带信号长度为N_s，第m个子带信号记为每个子带信号再经时延子空间扩展即得最终的第m个子带的杂波子空间X_m。设时延扩展R+1维，分别对应时延τ₀＝n₀T_s,...,τ_R＝n_RT_s，τ₀,...,τ_R时间间隔均匀，且时间间隔小于MT_s，MT_s为子带信号的时延分辨率，时延子空间扩展亦满足过采样。则所构造杂波子空间的总维数为D＝(Q+1)(R+1)，杂波子空间X_m为N_s×D的矩阵，表达为

式中，

实现方式2：先进行频偏子空间扩展，然后做时延子空间扩展，再做子带分解。记表示扩增的参考信号向量，KT_s大于最大杂波时延。此时频偏子空间扩展后所得杂波子空间为

式中，

频偏子空间扩展后直接做时延子空间扩展即为在时域对信号进行移位，记一步移位算子为D，则时延子空间扩展后的信号为

截取保留的后N行记为Y。将Y各列分别FFT变换到频域得X，将X按行均匀划分为M个子带，每个子带信号记为X_m，X_m即为构造的第m个子带的杂波子空间。

图1给出了本发明的一种实施原理流程图，两个输入分别为监测信号s_surv和参考信号s_ref，输出为杂波抑制后的监测信号。具体包括以下步骤：

步骤1：将监测信号分解为多路子带信号；

步骤2：采用实现方式1，即先进行频偏子空间扩展，然后做子带分解，再做时延子空间扩展，其中频偏子空间扩展的频率间隔小于频率分辨率，时延子空间扩展时延间隔小于子带信号的时延分辨率，均满足过采样；

步骤3：对每路子带信号分别进行LS自适应滤波；

步骤4：将滤波后多路子带信号合成得杂波抑制后的监测信号。

当上述步骤2中采用实现方式2时，即先进行频偏子空间扩展，然后做时延子空间扩展，再做子带分解，得到图2所示的实施原理流程图。两者的区别在于时延子空间扩展是在原始信号上进行还是在子带信号上进行。

步骤3中所述的对每路子带信号分别进行LS自适应滤波；LS自适应滤波按如下方式处理

式中，上标“H”和分别表示共轭转置和Moore-Penrose逆矩阵。为杂波抑制后的第m个子带监测信号。

步骤4中所述的将滤波后多路子带信号合成得杂波抑制后的监测信号；此处的子带合成通过“子带拼接+IFFT”的方式实现，子带拼接表示为

然后做IFFT变换得时域信号s_GSC，s_GSC即为杂波抑制后的监测信号。

所需过采样频偏或时延扩展维数与杂波的频偏或时延区间的关系如图3所示。图中横坐标为杂波区间与相应分辨率的比值，对于频偏扩展，为杂波所占时延区间与子带信号时延分辨率之比；对于时延扩展，为杂波所占频偏区间与信号频率分辨率之比。实际选取扩展维数时不低于对应纵坐标值即可。

本发明的效果可通过以下实施例仿真实验进行验证。

仿真中，发射信号由10MHz的高斯白噪声生成，采样间隔T_s＝0.1μs，考虑单频网发射站组网，单频网中包括5个发射站，各个发射站的载波频偏按标准差为0.5Hz的高斯随机分布独立生成，每一个发射站仿真了4个杂波分量。此外，杂波生成时还考虑了载波频偏和分数时延等非理想因素，以便于验证子带杂波对消对非理想因素的鲁棒性。具体的杂波参数如表1所示。实施例仿真中还生成了3路目标回波，目标回波参数如表2所示，其中的信噪比为时域信噪比。

表1实施例仿真的杂波参数

表2实施例仿真的目标回波参数

仿真中相干积累时间均为100ms，距离多普勒谱(RD谱)采用“分段距离维相关+多普勒处理”的方式计算。杂波抑制前的RD谱如图4所示，双基距离实际上是双基距离差。观察到杂波强度非常强，杂波的距离多普勒旁瓣高于噪声基底，掩盖了目标峰。

实施例中，设定的子带杂波对消的参数为：抑制杂波距离元数为500，子带数为2000，频偏子空间扩展5维，对应[-4,-2,0,2,4]Hz，时延子空间扩展5维，对应[0,119,238,356,475]T_s，时延子空间扩展采用实现方式2。图5给出了参考信号信噪比为60dB时子带杂波对消后的RD谱，可见RD谱基底下降超过40dB，3个目标突显在基底之上，表明子带杂波对消有效抑制了监测信号中的杂波能量。

进一步利用蒙特卡罗仿真得到杂波抑制性能的定量表征。仿真中的变化参素为参考信号信噪比，依次取值(30:3:60)dB。杂波抑制效果通过杂波抑制比和抑制后RD谱中的目标峰值基底比表征，每一个参考信号信噪比取值下均进行50次蒙特卡罗仿真。其中杂波抑制比是指杂波抑制前后的杂噪比之比。

统计所得杂波抑制比随参考信号信噪比的变化曲线如图6所示，其中还用圆圈给出了杂波抑制比的理论上限。由图可见，尽管存在载波频偏和分数时延等非理想因素，子带杂波对消的杂波抑制比几乎与理论上限重合，表明子带杂波对消具有很强的鲁棒性，同时也具有优异的杂波抑制性能。

图7给出的是杂波抑制后RD谱中的目标峰值基底比随参考信号信噪比的变化曲线。当参考信号信噪比大于杂噪比时，目标峰值基底比逐渐趋于稳定，这是因为此时残余杂波能量低于噪声，RD谱的基底主要由噪声决定。当参考信号信噪比为60dB时，3个目标的峰值基底比分别为21.5dB、23.3dB和18.9dB，与理论值22dB、25dB、20dB非常接近，其差别由“分段距离维相关+多普勒处理”的RD谱计算方式所导致。

上述结果均表明本发明所提出的基于子带处理的外辐射源雷达杂波抑制方法具有很强的鲁棒性和优良的杂波抑制性能。

实施例2

本实施例2为装置实施例，本实施例2与方法实施例1为同一发明技术构思，在装置实施例2中未详尽描述的内容，请参见方法实施例1。

如图8所示，本发明所述的一种基于子带处理的外辐射源雷达杂波抑制装置，该装置引入了子带信号处理思想用于外辐射源雷达杂波抑制，并以过采样方式构造杂波子空间，利用LS自适应滤波对消杂波，其中，两个输入分别为监测信号s_surv和参考信号s_ref，输出为杂波抑制后的监测信号。包括以下单元：

子带分解单元，用于将监测信号分解为多路子带信号；

杂波子空间构造单元，用于利用参考信号经频偏子空间扩展和时延子空间扩展构造杂波子空间，进行子带分解，频偏子空间扩展的频率间隔小于频率分辨率，时延子空间扩展时延间隔小于子带信号时延分辨率，均满足过采样；

滤波单元，用于对每路子带信号分别进行LS自适应滤波；

子带合成单元，用于将滤波后多路子带信号合成得杂波抑制后的监测信号。

本发明对载波频偏、采样率频偏、分数时延、通道频率响应等非理想因素的鲁棒性强，存在非理想因素情况下杂波抑制性能仍可逼近理论上限；计算量较小，且具有并行化处理架构，适合工程实时化实现。通过将信号分解为多路较小带宽的信号，使得分路子带处理时，每路子带信号的杂波子空间维数降低，从而降低计算量。

所述子带分解单元将监测信号分解为多路子带信号，此处的子带分解采用“FFT+子带划分”的方式实现，子带划分采用均匀频谱划分，记s_surv＝[s_surv[0],s_surv[1],...,s_surv[N-1]]^T表示监测信号向量，其中N为相干处理间隔内的信号采样点数，上标“T”表示转置，对s_surv进行FFT处理后的信号记为s_{surv_FD}，设划分为M个子带，每个子带信号长度为N_s，其中N＝MN_s，第m个子带信号记为为N_s×1的向量。

所述杂波子空间构造单元，根据时延子空间扩展与子带分解的先后顺序不同，有两种实现方式：

实现方式1：先进行频偏子空间扩展，然后做子带分解，再做时延子空间扩展；记s_ref＝[s_ref[0],s_ref[1],...,s_ref[N-1]]^T表示参考信号向量，设频偏子空间扩展的频率为f₀,f₁,...,f_Q，f₀,f₁,...,f_Q频率间隔均匀，且频率间隔小于多普勒频率分辨率T_s为采样周期，频偏子空间扩展满足过采样，则频偏子空间扩展后所得杂波子空间为

式中，

对S_ref每列进行FFT变换得S_{ref_FD}，然后按行均匀划分为M个子带，每个子带信号长度为N_s，第m个子带信号记为每个子带信号再经时延子空间扩展即得最终的第m个子带的杂波子空间X_m；设时延扩展R+1维，分别对应时延τ₀＝n₀T_s,...,τ_R＝n_RT_s，τ₀,...,τ_R时间间隔均匀，且时间间隔小于MT_s，MT_s为子带信号的时延分辨率，时延子空间扩展亦满足过采样；则所构造杂波子空间的总维数为D＝(Q+1)(R+1)，杂波子空间X_m为N_s×D的矩阵，表达为

式中，

实现方式2：先进行频偏子空间扩展，然后做时延子空间扩展，再做子带分解；记表示扩增的参考信号向量，KT_s大于最大杂波时延；此时频偏子空间扩展后所得杂波子空间为

式中，

频偏子空间扩展后直接做时延子空间扩展即为在时域对信号进行移位，记一步移位算子为D，则时延子空间扩展后的信号为

截取保留的后N行记为Y；将Y各列分别FFT变换到频域得X，将X按行均匀划分为M个子带，每个子带信号记为X_m，X_m即为构造的第m个子带的杂波子空间。

所述滤波单元对每路子带信号分别进行LS自适应滤波，LS自适应滤波按如下方式处理

式中，上标“H”和分别表示共轭转置和Moore-Penrose逆矩阵，为杂波抑制后的第m个子带监测信号。

所述子带合成单元将滤波后多路子带信号合成得杂波抑制后的监测信号，此处的子带合成通过“子带拼接+IFFT”的方式实现，子带拼接表示为

然后做IFFT变换得时域信号s_GSC，s_GSC即为杂波抑制后的监测信号。

应当理解的是，本说明书未详细阐述的部分均属于现有技术。

应当理解的是，上述针对实施例的描述较为详细，并不能因此而认为是对本发明专利保护范围的限制，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明权利要求所保护的范围情况下，还可以做出替换或变形，均落入本发明的保护范围之内，本发明的请求保护范围应以所附权利要求为准。