一种变频器的电流采样装置及其方法与流程

本发明涉及一种变频器，具体涉及一种变频器的电流采样装置及其方法。

背景技术：

变频器(Variable-frequency Drive，VFD)是应用变频技术与微电子技术，通过改变电机工作电源频率方式来控制交流电动机的电力控制设备。变频器靠内部IGBT的开断来调整输出电源的电压和频率，根据电机的实际需要来提供其所需要的电源电压，进而达到节能、调速的目的。随着工业自动化程度的不断提高，广泛应用在冶金、石油、化工、纺织、电力等行业。为了改善自身的功率因数以及避免给电网带来不必要的谐波干扰，变频器除了要控制电机外，还要集成PFC(Power Factor Correction，功率因数校正)功能。

在PFC控制中，为了实现AC电流精准跟随AC电压，需要AC电流进行实时精准采样。但是当AC电压过波峰时，AC电流的采样时间窗很短(小于200ns)，若在采样时间窗内ADC(模数转换器)被采样电机相电流占用，则AC电流采样会被延后，采集到电流关断的毛刺上的概率较大，给高频PFC和交错PFC等设计带来了很大的困难。

现有技术中解决这一问题的基本思路主要有：

(1)降低PFC的控制频率，扩宽AC电流的采样时间，同时限制PWM的最小脉宽，从而使得AC电流的采样窗即使被电机相电流采样占用，在电流关断前也有足够的采样时间；但降低PFC的控制频率会直接影响PFC的性能，因此需要采用体积更大价格更高的电感来弥补；而限制PWM的最小脉宽则会引起AC电流的畸变；

(2)PFC独享一路ADC，不与其他采样共用；这种方式需要选择带有两路独立ADC的单片机，无疑会增加成本；

(3)中国专利申请CN201610151650.5公开了通过采样母线电流并进行采样处理的思路来避免AC电流采样不准的问题，但这种方式会增加控制的复杂性，采样处理繁琐，而且不适用于交错PFC的应用场合。

技术实现要素：

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种变频器的电流采样装置及其方法，在不额外增加硬件成本的情形下，通过合理设计PFC的控制频率和电机控制频率，使得两者成倍频关系，并根据PFC的路数进行移相补偿，使得采样PFC电流的时间窗内，ADC采集不被电机相电流采样占用，从而可以从根本上解决高频PFC和交错PFC的电流采样问题。

本发明提出的技术方案如下。

一种变频器的电流采样装置，包括频率计算模块、移相补偿模块、第一调制模块、第二调制模块和采样模块；

其中，频率计算模块对输入的第一开关频率和第二开关频率进行调节和计算，得到对应于第一开关频率的第一周期值和对应于第二开关频率的第二周期值；

移相补偿模块根据频率计算模块计算得到的第一周期值设置第一相位补偿值，根据频率计算模块计算得到的第二周期值设置第二相位补偿值；

第一调制模块根据频率计算模块计算得到的第一周期值和移相补偿模块设置的第一相位补偿值设置第一周期相位值；

第二调制模块根据频率计算模块计算得到的第二周期值和移相补偿模块设置的第二相位补偿值设置第二周期相位值；

采样模块根据第一调制模块设置的第一周期相位值和第二调制模块设置的第二周期相位值进行采样。

进一步地，所述采样模块为ADC模块。

进一步地，频率计算模块为PWM频率计算模块，移相补偿模块为PWM移相补偿模块，第二调制模块为PFC的PWM模块，第一调制模块为电机控制PWM模块；第一开关频率为电机控制的开关频率f1，第二开关频率PFC的开关频率f2，第一周期值为电机控制的PWM周期值T1r，第二周期值为PFC的PWM周期值T2r，第一相位补偿值为电机控制的PWM模块的相位补偿值θ1，第二相位补偿值为PFC的PWM模块的相位补偿值θ2，第一周期相位值为电机控制PWM的周期相位值，第二周期相位值为PFC的PWM的周期相位值；

PWM频率计算模块对电机控制的开关频率f1和PFC的开关频率f2进行调节和计算，得到电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r；

PWM移相补偿模块根据PFC的路数N以及PWM频率计算模块计算得到的电机控制的PWM周期值T1r或PFC的PWM周期值T2r，设置电机控制的PWM模块的相位补偿值θ1和PFC的PWM模块的相位补偿值θ2；

电机控制PWM模块根据来自PWM频率计算模块的电机控制的PWM周期值T1r和来自PWM移相补偿模块的电机控制的PWM相位补偿值θ1设置电机控制PWM的周期相位值；

PFC的PWM模块根据来自PWM频率计算模块的PFC的PWM周期值T2r和来自PWM移相补偿模块的PFC的PWM相位补偿值θ2设置PFC的PWM的周期相位值；

采样模块根据电机控制PWM模块设置的电机控制PWM的周期相位值和PFC的PWM模块设置的PFC的PWM的周期相位值在对应的采样时刻获取电机相电流值和PFC电流值。

进一步地，在接近各自原频率的条件下，电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r保持如下关系：

T1r＝kT2r，其中，比例因子k为自然数。

进一步地，PWM频率计算模块以PFC的周期值T2为基础计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r，或者以PFC的周期值T2为基础计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r。

进一步地，PWM频率计算模块的调节和计算过程包括以下步骤：

步骤1：计算电机控制的周期值T1和PFC的周期值T2

其中，f为电机控制PWM模块的主频，通过公式(1)得到电机控制的周期值T1；为PFC的PWM模块的主频，通过公式(1)得到PFC的周期值T2；

步骤2：计算比例因子k

其中，公式(2)中的[]表示按照四舍五入的方式取整；

步骤3：计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r

T1r＝k*T2r

T2r＝T2 (3)。

进一步地，PWM移相补偿模块采用的相位补偿计算公式为：

根据公式(2)、(3)和(4)可以计算出在一个电机控制的PWM周期内，电机相电流采样时刻ta和第n路PFC的AC电流采样时刻tn分别为：

其中，n的取值为0到N-1。

本发明还提出一种变频器的电流采样方法，包括以下步骤：

步骤21：获取第一开关频率和第二开关频率；

步骤22：对第一开关频率和第二开关频率进行调节和计算，分别计算得到对应于第一开关频率的第一周期值和对应于第二开关频率的第二周期值；

步骤23：根据第一周期值设置第一相位补偿值，根据第二周期值设置第二相位补偿值；

步骤24：根据第一周期值和第一相位补偿值设置第一周期相位值；根据第二周期值和第二相位补偿值设置第二周期相位值；

步骤25：根据第一周期相位值和第二周期相位值进行采样。

进一步地，第一开关频率为电机控制的开关频率f1，第二开关频率为PFC的开关频率f2，所述步骤21包括：

获取电机控制的开关频率f1和PFC的开关频率f2，计算电机控制的周期值T1和PFC的周期值T2；

其中，f为电机控制PWM模块的主频，通过公式(1)得到电机控制的周期值T1；为PFC的PWM模块的主频，通过公式(1)得到PFC的周期值T2。

进一步地，第一周期值为比例因子k计算电机控制的PWM周期值T1r，第二周期值为PFC的PWM周期值T2r，所述步骤22包括：

根据比例因子k计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r；

其中，比例因子k的计算公式为：

公式(2)中的[]表示按照四舍五入的方式取整；

电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r的计算公式为：

T1r＝k*T2r

T2r＝T2 (3)

公式(3)中以PFC的周期值T2为基础计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r。

进一步地，第一相位补偿值为电机控制的PWM相位补偿值θ1，第二相位补偿值为PFC的PWM相位补偿值θ2，步骤23包括：

根据PFC的路数N以及电机控制的PWM周期值T1r或PFC的PWM周期值T2r，设置电机控制的PWM相位补偿值θ1和PFC的PWM相位补偿值θ2。

进一步地，设置电机控制的PWM相位补偿值θ1和PFC的PWM相位补偿值θ2采用的相位补偿计算公式为：

根据公式(2)、(3)和(4)可以计算出在一个电机控制的PWM周期内，电机相电流采样时刻ta和第n路PFC的AC电流采样时刻tn分别为：

其中，n的取值为0到N-1。

进一步地，第一周期相位值为电机控制PWM的周期相位值，第二周期相位值为PFC的PWM的周期相位值，步骤24包括：根据电机控制的PWM周期值T1r和电机控制的PWM相位补偿值θ1设置电机控制PWM的周期相位值；根据PFC的PWM周期值T2r和PFC的PWM相位补偿值θ2设置PFC的PWM的周期相位值。

进一步地，步骤25：根据第一周期相位值在对应的采用时刻获取电机相电流值，根据第二周期相位值在对应的采用时刻获取PFC电流值。

本发明的有益效果：

本发明通过合理设计PFC的控制频率和电机控制频率，使得两者成倍频关系，并根据PFC的路数进行移相补偿，使得采样PFC电流的时间窗内，ADC采集不被电机相电流采样占用，从而可以从根本上解决高频PFC和交错PFC的电流采样问题，并且不额外增加硬件成本。

附图说明

图1为本发明提出的变频器PFC电流采样装置的结构示意图；

图2为本发明提出的变频器PFC电流采样方法的流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本发明进一步详细说明。但本领域技术人员知晓，本发明并不局限于附图和以下实施例。

本发明提出的变频器的电流采样装置如图1所示，包括PWM(脉冲宽度调制)频率计算模块、PWM移相补偿模块、PFC的PWM模块、ADC模块和电机控制PWM模块。

PWM频率计算模块对电机控制的开关频率f1和PFC的开关频率f2进行调节和计算，使得两者在接近各自原频率的条件下，电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r保持如下关系：

T1r＝kT2r，其中，比例因子k为自然数。

PWM频率计算模块的调节和计算过程包括以下步骤：

步骤1：计算电机控制的周期值T1和PFC的周期值T2

其中，f为电机控制PWM模块的主频，通过公式(1)得到电机控制的周期值T1；为PFC的PWM模块的主频，通过公式(1)得到PFC的周期值T2；

步骤2：计算比例因子k

其中，公式(2)中的[]表示按照四舍五入的方式取整；

步骤3：计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r

T1r＝k*T2r

T2r＝T2 (3)

公式(3)中以PFC的周期值T2为基础计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r；也可以以电机控制的周期值T1为基础计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r；

PWM移相补偿模块根据PFC的路数N以及PWM频率计算模块计算得到的电机控制的PWM周期值T1r或PFC的PWM周期值T2r，设置电机控制的PWM模块的相位补偿值θ1和PFC的PWM模块的相位补偿值θ2，使得AC电流的采样时间窗和电机相电流的采样时间窗不会出现重叠，从而避免了电流采样冲突。以PFC的路数N以及PFC的PWM周期值T2r为例，具体的相位补偿计算公式为：

根据公式(2)、(3)和(4)可以算出在一个电机控制的PWM周期内，电机相电流采样时刻ta和第n路PFC的AC电流采样时刻tn分别为：

其中，n的取值为0到N-1。

从公式(5)可知，不会存在ta＝tn的情况，因此不会出现电流采样重叠的情形。

电机控制PWM模块根据来自PWM频率计算模块的电机控制的PWM周期值T1r和来自PWM移相补偿模块的电机控制的PWM相位补偿值θ1设置电机控制PWM的周期相位值。

PFC的PWM模块根据来自PWM频率计算模块的PFC的PWM周期值T2r和来自PWM移相补偿模块的PFC的PWM相位补偿值θ2设置PFC的PWM的周期相位值。

ADC模块根据电机控制PWM模块设置的电机控制PWM的周期相位值和PFC的PWM模块设置的PFC的PWM的周期相位值在对应的采样时刻获取电机相电流值和PFC电流值。

本发明还提出一种变频器的电流采样方法，如图2所示，包括以下步骤：

步骤21：获取电机控制的开关频率f1和PFC的开关频率f2，计算电机控制的周期值T1和PFC的周期值T2；

其中，f为电机控制PWM模块的主频，通过公式(1)得到电机控制的周期值T1；为PFC的PWM模块的主频，通过公式(1)得到PFC的周期值T2；

步骤22：根据比例因子k计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r；

其中，比例因子k的计算公式为：

公式(2)中的[]表示按照四舍五入的方式取整；

电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r的计算公式为：

T1r＝k*T2r

T2r＝T2 (3)

公式(3)中以PFC的周期值T2为基础计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r；也可以以电机控制的周期值T1为基础计算电机控制的PWM周期值T1r和PFC的PWM周期值T2r；

步骤23：根据PFC的路数N以及PWM频率计算模块计算得到的电机控制的PWM周期值T1r或PFC的PWM周期值T2r，设置电机控制的PWM相位补偿值θ1和PFC的PWM相位补偿值θ2，使得AC电流的采样时间窗和电机相电流的采样时间窗不会出现重叠，从而避免了电流采样冲突。以PFC的路数N以及PFC的PWM周期值T2r为例，具体的相位补偿计算公式为：

根据公式(2)、(3)和(4)可以算出在一个电机控制的PWM周期内，电机相电流采样时刻ta和第n路PFC的AC电流采样时刻tn分别为：

其中，n的取值为0到N-1。

从公式(5)可知，不会存在ta＝tn的情况，因此不会出现电流采样重叠的情形；

步骤24：设置电机控制PWM的周期相位值和PFC的PWM的周期相位值；

具体而言，根据电机控制的PWM周期值T1r和电机控制的PWM相位补偿值θ1设置电机控制PWM的周期相位值；根据PFC的PWM周期值T2r和PFC的PWM相位补偿值θ2设置PFC的PWM的周期相位值；

步骤25：在对应的采用时刻获取PFC电流值和电机相电流值。

以上，对本发明的实施方式进行了说明。但是，本发明不限定于上述实施方式。凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。