无线能量传输系统中的相位和振幅检测的制作方法

本申请要求提交于2015年10月14日的美国临时专利申请62/241,194的优先权，上述文献的全部内容通过引用而并入于此。

背景技术：

电子装置可能需要检测装置的电路中或者系统内的其它装置的电路中的电流信号或电压信号的相位。在一些应用中，电子装置可能需要确定两种信号之间的相位差。现有的相位检测电路、装置或系统可能引入谐波失真，需要复杂电路，或者需要相对长的计算时间。

技术实现要素：

一般来说，本发明的特征在于相位和振幅检测电路和装置。在第一方面，本发明的特征在于一种相位检测装置，其包括输入端子、信号发生器、与所述信号发生器和所述输入端子相连接的第一混合器、与所述信号发生器和所述输入端子相连接的第二混合器、以及与所述第一混合器和所述第二混合器相连接的控制器。所述输入端子接收至所述相位检测装置的输入信号。所述信号发生器生成第一参考信号和第二参考信号。所述第二参考信号与所述第一参考信号彼此约90度异相。所述第一混合器使所述第一参考信号和所述输入信号相混合，以生成第一混合信号。所述第二混合器使所述第二参考信号和所述输入信号相混合，以生成第二混合信号。所述控制器被配置为使所述第一参考信号和所述第二参考信号的相位偏移，直到所述第二混合信号除以所述第一混合信号的值达到阈值为止，以及基于相位偏移值来确定所述输入信号的相位，所述相位偏移值表示所述第一参考信号和所述第二参考信号的相位偏移的量。

这种以及其它实现可以各自可选地包括以下特征中的一个或多个。

所述控制器可被配置为从90度中减去所述相位偏移值。所述控制器可被配置为从所述第二混合信号除以所述第一混合信号所得到的商的反正切减去所述相位偏移值。所述控制器可被配置为向阻抗匹配网络提供表示所述输入信号的相位的数据。所述控制器可以例如是以下各项其中之一：微控制器、计算机处理器、现场可编程逻辑阵列(FPGA)、或专用集成电路(ASIC)。

在一些实现中，所述相位检测装置可以包括连接在所述第一混合器和所述控制器之间的第一滤波器、以及连接在所述第二混合器和所述控制器之间的第二滤波器。所述第一滤波器可以对所述第一混合信号进行滤波以使得所述第一混合信号是直流(DC)信号，并且所述第二滤波器可以对所述第二混合信号进行滤波以使得所述第二混合信号是DC信号。

在一些实现中，所述相位检测装置可以包括与所述控制器相连接的阻抗匹配网络。所述阻抗匹配网络可被配置为从所述控制器接收表示所述输入信号的相位的数据、并根据所接收到的数据来调节谐振器的阻抗值。

在一些实现中，所述相位检测装置的所述输入端子是用于接收第一输入信号的第一输入端子。所述相位检测装置可以包括用于接收第二输入信号的第二输入端子、以及多路复用器。所述多路复用器可以包括与所述第一输入端子相连接的第一输入、与所述第二输入端子相连接的第二输入、以及与所述第一混合器和所述第二混合器相连接的输出。所述控制器可被配置为：从所述多路复用器选择所述第二输入信号，使得所述第一混合器使所述第一参考信号和所述第二输入信号相混合以生成第三混合信号、并且所述第二混合器使所述第二参考信号和所述第二输入信号相混合以生成第四混合信号；使所述第一参考信号的相位和所述第二参考信号的相位偏移，直到所述第四混合信号除以所述第三混合信号的值达到所述阈值为止；基于第二相位偏移值来确定所述第二输入信号的相位，所述第二相位偏移值表示所述第一参考信号的相位和所述第二参考信号的相位偏移的量；以及确定所述第一输入信号和所述第二输入信号之间的相位差。

在一些实现中，所述相位检测装置的输入端子是用于接收第一输入信号的第一输入端子。所述相位检测装置可以包括用于接收第二输入信号的第二输入端子、与所述信号发生器和所述第二输入端子相连接的第三混合器、以及与所述信号发生器和所述第二输入端子相连接的第四混合器。所述第三混合器使所述第一参考信号和所述第二输入信号相混合，并由此生成第三混合信号。所述第四混合器使所述第二参考信号和所述第二输入信号相混合，并由此生成第四混合信号。所述控制器被配置为：使所述第一参考信号的相位和所述第二参考信号的相位偏移，直到所述第四混合信号除以所述第三混合信号的值达到所述阈值为止；基于第二相位偏移值来确定所述第二输入信号的相位，所述第二相位偏移值表示所述第一参考信号的相位和所述第二参考信号的相位偏移的量；以及确定所述输入信号和所述第二输入信号之间的相位差。

在第二方面，本发明的特征在于一种相位检测装置，其包括第一输入端子、第二输入端子、信号发生器、与所述信号发生器和所述第一输入端子相连接的第一混合器、与所述信号发生器和所述第二输入端子相连接的第二混合器、以及与所述第一混合器、所述第二混合器以及所述信号发生器相连接的控制器。所述第一输入端子接收至所述相位检测装置的第一输入信号，并且所述第二输入端子接收至所述相位检测装置的第二输入信号。所述信号发生器生成正弦曲线参考信号。所述第一混合器使所述参考信号和所述第一输入信号相混合，以生成第一混合信号。所述第二混合器使所述参考信号和所述第二输入信号相混合，以生成第二混合信号。所述控制器被配置为：使所述参考信号的相位偏移；检测所述第一混合信号的过零，并且响应于检测到所述第一混合信号的过零而储存表示所述参考信号的相位的第一数据；检测所述第二混合信号的过零，并且响应于检测到所述第二混合信号的过零而储存表示所述参考信号的相位的第二数据；以及基于所述第一数据和所述第二数据之间的差来确定所述第一输入信号和所述第二输入信号之间的相位差。

这种以及其它实现可以各自可选地包括以下特征中的一个或多个。

在一些实现中，所述相位检测装置可以包括连接在所述第一混合器和所述控制器之间的第一滤波器、以及连接在所述第二混合器和所述控制器之间的第二滤波器。所述第一滤波器可以对所述第一混合信号进行滤波以使得所述第一混合信号是直流(DC)信号，并且所述第二滤波器可以对所述第二混合信号进行滤波以使得所述第二混合信号是DC信号。

在一些实现中，所述相位检测装置包括与所述第一混合器和所述控制器相连接的第一比较器、以及与所述第二混合器和所述控制器相连接的第二比较器。并且，检测所述第一混合信号的过零包括检测所述第一比较器的输出信号的边沿，以及检测所述第二混合信号的过零包括检测所述第二比较器的输出信号的边沿。

能够以固定步数对所述参考信号进行相位调节。所述第一数据和所述第二数据可以表示所述正弦曲线参考信号的第一步和第二步。确定所述第一输入信号和所述第二输入信号之间的相位差可以包括使所述第一数据和所述第二数据之间的差乘以与所述正弦曲线参考信号的步相关联的步长。

所述控制器可被配置为向阻抗匹配网络提供表示所述第一输入信号和所述第二输入信号之间的相位差的数据。所述控制器可以例如是以下各项其中之一：微控制器、计算机处理器、现场可编程逻辑阵列(FPGA)、或专用集成电路(ASIC)。

在一些实现中，所述相位检测装置可以包括与所述控制器相连接的阻抗匹配网络。所述阻抗匹配网络可被配置为从所述控制器接收表示所述第一输入信号和所述第二输入信号之间的相位差的数据、并根据所接收到的数据来调节谐振器的阻抗值。

在第三方面，本发明的特征在于一种电子装置，其包括第一有限输入响应(FIR)滤波器、第二FIR滤波器、以及与所述第一FIR滤波器和所述第二FIR滤波器相连接的控制器。所述第一FIR滤波器接收输入信号和第一参考信号。所述第一FIR滤波器对所述第一参考信号进行滤波以生成第一正弦曲线信号，并且使所述第一正弦曲线信号和所述输入信号相混合以生成第一混合信号。所述第二FIR滤波器接收所述输入信号和第二参考信号，其中所述第二FIR滤波器对所述第二参考信号进行滤波以生成第二正弦曲线信号、并且使所述第二正弦曲线信号和所述输入信号相混合以生成第二混合信号。所述控制器被配置为基于所述第一混合信号和所述第二混合信号来确定所述输入信号的特性。

这种以及其它实现可以各自可选地包括以下特征中的一个或多个。

在一些实现中，所述输入信号的特性可以是所述输入信号的相位或振幅。所述输入信号的特性可以包括所述输入信号的相位和振幅这两者。所述第一参考信号和所述第二参考信号可以是方波。所述方波可以是时间采样方波。所述方波的采样率可以是所述方波的基频的十二倍。所述第一参考信号可以相对于所述第二参考信号相位偏移了预定数量的样本。

在一些实现中，所述第一FIR滤波器和所述第二FIR滤波器可以各自包括多个滤波器零点，并且可以选择所述滤波器零点以抵消所述第一参考信号或所述第二参考信号的谐频。可以选择所述第一FIR滤波器和所述第二FIR滤波器各自的零点以抵消所述第一参考信号或所述第二参考信号的三次、五次、七次和九次谐波。

在一些实现中，所述第一FIR滤波器和所述第二FIR滤波器可以各自包括多个滤波器抽头。各滤波器抽头可以包括：延迟电路；开关；以及电阻器，其电连接至所述开关的端子，其中，所述第一参考信号和所述第二参考信号其中之一被施加至所述延迟电路的输入，所述开关由所述延迟电路的输出来控制，以及所述输入信号被传递通过所述开关。所述第一FIR滤波器和所述第二FIR滤波器各自的多个滤波器抽头的电阻器的值可以表示被选择用于抵消所述第一参考信号或所述第二参考信号的谐频的滤波器零点。所述第一FIR滤波器和所述第二FIR滤波器可以各自包括五个滤波器抽头。

在一些实现中，所述电子装置包括与所述第一FIR滤波器和所述控制器相连接的第一滤波器、以及与所述第二FIR滤波器和所述控制器相连接的第二滤波器。所述第一滤波器可以对所述第一混合信号进行滤波以使得所述第一混合信号是直流(DC)信号，并且所述第二滤波器可以对所述第二混合信号进行滤波以使得所述第二混合信号是DC信号。

在一些实现中，通过所述控制器来确定所述输入信号的相位可以包括确定所述第二混合信号除以所述第一混合信号所得到的商的反正切。所述控制器可被配置为向阻抗匹配网络提供表示所述输入信号的相位的数据。所述控制器可以例如是以下各项其中之一：微控制器、计算机处理器、现场可编程逻辑阵列(FPGA)、或专用集成电路(ASIC)。

在一些实现中，所述相位检测装置可以包括与所述控制器相连接的阻抗匹配网络。所述阻抗匹配网络可被配置为从所述控制器接收表示所述输入信号的相位的数据、并根据所接收到的数据来调节谐振器的阻抗值。

在一些实现中，所述电子装置包括第三FIR滤波器和第四FIR滤波器。所述第三FIR滤波器接收第二输入信号和所述第一参考信号。所述第三FIR滤波器对所述第一参考信号进行滤波以生成第一正弦曲线信号，并且使所述第一正弦曲线信号和所述第二输入信号相混合以生成第三混合信号。所述第四FIR滤波器接收所述第二输入信号和所述第二参考信号。所述第四FIR滤波器对所述第二参考信号进行滤波以生成第二正弦曲线信号，并且使所述第二正弦曲线信号和所述第二输入信号相混合以生成第四混合信号。所述控制器与所述第三FIR滤波器以及所述第四FIR滤波器相连接并且被配置为：基于所述第三混合信号和所述第四混合信号来确定所述第二输入信号的相位，以及确定所述输入信号和所述第二输入信号之间的相位差。

在第四方面，本发明的特征在于一种有限脉冲响应(FIR)滤波器，其包括多个滤波器抽头、运算放大器、以及反馈路径。各滤波器抽头包括延迟电路、开关和电阻器。所述延迟电路包括用以接收方波的输入端子以及用以输出所述方波的延迟版本的输出端子。所述开关包括输入端子、输出端子和控制端子。所述开关的控制端子电连接至所述延迟电路的输出端子以在所述控制端子处接收所述方波的延迟版本，并且所述开关的输入端子电连接至所述多个滤波器抽头的公共输入信号线。所述电阻器电连接至所述开关的输入端子和输出端子其中之一。所述多个滤波器抽头各自的输出端子电连接至所述运算放大器的输入端子。所述反馈路径将所述运算放大器的输出端子电连接至所述运算放大器的输入端子。

这种以及其它实现可以各自可选地包括以下特征中的一个或多个。

在一些实现中，所述多个滤波器抽头的电阻器的值表示被选择用于抵消所述方波的谐频的滤波器零点。可以选择所述滤波器零点以抵消所述方波的三次、五次、七次、九次谐波。所述运算放大器的输出信号可以是包括与具有所述方波的基频的正弦曲线信号相混合的输入信号的混合信号。

在一些实现中，输入信号可以是直流(DC)信号，并且所述运算放大器的输出信号是具有所述方波的基频的正弦曲线信号。所述多个滤波器抽头的各延迟电路可以包括触发器。

可以实现本说明书中所描述的主题的特定实现，以实现以下优点中的一个或多个。实现可以准确地检测具有相对高的谐波含量的输入信号的相位、振幅或这两者。一些实现可以校正用于检测输入信号的相位的两个参考信号之间的相位误差。一些实现可以生成具有最小谐波含量的正弦曲线参考信号(例如，“干净的”参考信号)。一些实现可以通过使用相移数字信号来生成在信号之间具有最小相位误差的一对参考信号。一些实现可以适应具有大振幅范围的输入信号。

相位检测装置的实施例还可以包括这里所公开的其它特征中的任何特征，包括以任何适当的组合结合不同实施例而公开的特征。

在以下附图和说明书中详细阐述了本说明书中所描述的主题的一个或多个实现。根据说明书、附图和权利要求书，主题的其它特征、方面和优点将显而易见。

附图说明

图1示出无线电力传输系统的示例的框图。

图2A和图2B示出包括阻抗匹配网络的示例性无线电力传输系统的框图。

图3描绘了根据本发明的实现的相位检测装置的实现的示例。

图4示出描绘了相位检测装置的操作的图。

图5A和图5B描绘了多输入相位检测装置的实现的示例。

图6描绘了根据本发明的实现的相位检测装置的实现的示例。

图7描绘了根据本发明的实现的相位检测装置的另一示例。

图8和图9描绘了根据本发明的实现的正弦波发生器/信号混合器(SWG/SM)的示例。

各个附图中的相同附图标记和指定表示相同元件。

具体实施方式

这里所述的无线能量传输系统可以使用各种各样的谐振器和谐振对象来实现。如本领域技术人员将认识到，对于基于谐振器的电力传输的重要考虑包括谐振器品质因数和谐振器耦合。例如在2012年7月19日公布为US 2012/0184338的美国专利申请13/428,142、2013年2月7日公布为US 2013/0033118的美国专利申请13/567,893、以及2014年4月24日公布为US 2014/0111019的美国专利申请14/059,094中提供了这些问题的广泛讨论，例如耦合模理论(CMT)、耦合系数和因数、品质因数(也称为Q因数)、以及阻抗匹配等。这些申请各自的全部内容通过引用而并入于此。

电力传输系统可以依赖于诸如整流器、AC(交流)-DC(直流)转换器、阻抗匹配电路、以及其它电力电子装置等的电子电路，来调节、监视、维持和/或修改用于向电子装置供电的电压和/或电流的特性。电力电子装置可以向具有动态输入阻抗特性的负载供电。在一些情况下，为了实现高效的电力传输，提供动态阻抗匹配网络以使变化的负载阻抗与电源的阻抗相匹配。

在诸如无线电力传输等的一些应用中，无线供电装置的负载阻抗可能动态地改变。在这样的应用中，可能需要诸如谐振器线圈等的负载和装置的电源之间的阻抗匹配来防止不必要的能量损耗和过热。例如，与谐振器线圈相关联的阻抗可能是动态的，在这种情况下，可以提供动态阻抗匹配网络以使变化的电源阻抗(例如，装置谐振器)与装置的阻抗相匹配。在无线供电的装置的情况下，电源(例如，装置谐振器线圈)阻抗可以是高度可变的。因此，可以在装置谐振器和装置的电源(例如，电池或电池充电电路)之间提供阻抗匹配网络，以促进电力的高效传输。因此，可能例如需要用于经由高谐振无线能量传输来传输和/或接收电力的电力传输系统来配置或修改阻抗匹配网络，以保持高效的电力传输。现有装置中所使用的电力电子装置可能无法准确地检测或测量阻抗失配、或者无法快速地考虑阻抗变化。

在这里所公开的装置中，电力传输和接收电路可以包括相位和/或振幅检测电路或装置。相位检测电路可以测量电源或装置内的电压信号或电流信号的相位，以确定电源阻抗和负载阻抗之间的失配、并对阻抗匹配网络的元件进行配置以使阻抗失配最小化或者消除阻抗失配。例如，相位检测电路可以检测电源电流的相位和负载电流的相位。电源电流的相位和负载电流的相位之间的相位差表示电源和负载之间的阻抗失配。电子装置可以使用该相位差来配置阻抗匹配网络以使阻抗失配最小化、从而使电力传输效率最大化。

虽然在无线电力传输系统的背景中讨论了这里所公开的相位检测电路、方法和系统，但应当理解，它们对于其它电子装置也可以是可用的。例如，可以在功率因数校正装置、便携式网络分析器、通信系统和其它电子装置中使用这里所公开的相位检测电路、装置、方法和系统。

图1示出示例性无线电力传输系统100的框图。系统100包括无线电源102以及无线供电或无线充电的装置104。无线供电或无线充电的装置104可以例如包括通常放置在桌面、台面、吧台以及其它类型的表面上的电子装置，诸如膝上型电脑、智能手机、平板电脑以及其它移动电子装置等。装置104包括装置谐振器108D、装置供电和控制电路110、以及无线供电或无线充电的电子装置112，其中向该无线供电或无线充电的电子装置112传输DC电力或AC电力或者AC电力以及DC电力两者。无线电源102包括源供电和控制电路106以及源谐振器108S。电子装置112或者从装置谐振器108D接收电力的装置以及装置供电和控制电路110可以例如是诸如膝上型电脑、智能手机和其它移动电子装置等的电子装置。装置谐振器108D和装置电路110向装置112输送电力，其中装置112在处于源谐振器108S附近时可用于对装置的电池进行再充电、直接向装置供电、或两者兼有。

电源102可以由多个DC或AC电压、电流或功率源来供电，例如包括计算机的USB(通用串行总线)端口等。另外，源102可以由电网、壁式插座、电池、电源、引擎、太阳能电池、发电机或另一源谐振器来供电。源供电和控制电路106可以包括用以将源电子装置与电源隔离开的电路和组件，使得任何反射电力或信号都不会通过源输入端子耦合出。

源供电和控制电路106可以利用(诸如具有大于10kHz且小于100MHz的频率(例如，6.78MHz)的)交流来驱动源谐振器108S。源供电和控制电路106可以例如包括阻抗匹配电路、DC-DC转换器、AC-DC转换器或者AC-DC转换器和DC-DC转换器两者、振荡器、以及功率放大器。

装置供电和控制电路110可以被设计为将来自装置谐振器108D的交流电力变换为适合对一个或多个装置112进行供电或充电的稳定直流电力。装置供电和控制电路110可以被设计为将来自装置谐振器的具有一个频率(例如，6.78MHz)的交流电力变换为适合对一个或多个装置112进行供电或充电的具有不同频率的交流电力。供电和控制电路可以例如包括阻抗匹配电路、整流电路、限压电路、限流电路、AC-DC转换器电路、DC-DC转换器电路、DC-AC转换器电路、AC-AC转换器电路、以及电池充电控制电路。

电源102和装置104可以具有调谐能力(例如，动态阻抗匹配电路)，其中该调谐能力允许调节工作点以对可能影响源谐振器和装置谐振器的操作以及能量传输的效率的变化的环境条件、扰动和负载条件进行补偿。调谐能力还可以用于将针对多个装置的电力传输从多个源复用至多个系统、多个中继器或继电器等。可以自动控制调谐能力，并且可以连续地、定期地、间歇地、或者以安排的时间或间隔来执行调谐能力。在一些实现中，可以使用手动输入来配置用于调谐阻抗匹配电路的控制算法。

电源102和装置104的谐振器可以相隔数米，或者它们可以彼此非常靠近，或者它们之间可以相隔任何距离。源谐振器108S和装置谐振器108D可以在横向或轴向上彼此偏移。源谐振器108S和装置谐振器108D可以直接对准(无横向偏移)。源谐振器108S和装置谐振器108D可以被定向为使得由其感应元件围成的表面区域大致彼此平行。源谐振器108S和装置谐振器108D可以被定向为使得由其感应元件围成的表面区域大致彼此垂直，或者它们可以被定向为彼此之间成任意相对角度(0～360度)。源谐振器108S和装置谐振器108D之间的物理布置的这种变化可以影响谐振器108S和108D之间的电力耦合，并由此改变谐振器108S、108D分别针对源供电和控制电路106或装置供电和控制电路110所展现的阻抗。

图2A和图2B示出包括阻抗匹配网络(IMN)204和IMN控制电路208的示例性无线电力传输系统200的框图。系统200可以例如被实现为图1的无线电源102或无线供电或充电的装置104的一部分。系统200包括电源202、IMN 204、负载206、以及IMN控制电路208。电源202可以是无线电源102的源供电和控制电路106。电源202可以是装置104的装置谐振器108D。负载206可以例如是无线电源102的源谐振器108S。负载206可以是由装置谐振器108D供电的电子装置112、或者电子装置112的由装置谐振器108D充电的电池。负载206或电源202所展现的阻抗可以是动态的，并且例如基于装置104(例如，装置谐振器108D)相对于无线电源102(例如，源谐振器108S)的物理位置而变化。

阻抗匹配网络204可被设计为使电源202和负载206之间以期望频率(例如，6.78MHz)输送的电力最大化。IMN 204中的阻抗匹配组件216、218、220可被选择且连接，以保留谐振器的高Q值。根据工作条件，IMN 204中的组件216、218、220可以被自动地调谐以控制从电源202向负载206输送的电力，例如以使从电源202向源谐振器210的电力的高效传输最大化。

IMN控制电路208监视源202和负载206之间的阻抗差，并向IMN 204提供控制信号以调谐IMN 204或其组件。IMN控制电路208可以监视电力传输系统100内的各个电路位置处的电压或电流以检测阻抗差。IMN控制电路208可以包括相位检测电路209，以检测并比较电力传输系统100内的所监视的电压或电流的相位。例如，电力传输系统100内的两个位置处的电流之间的相位差可以表示阻抗失配。响应于检测到相位差，IMN控制电路208可以调谐IMN 204。

例如，参考图2B，IMN控制电路208可以从传感器212和214接收功率、电压或电流测量值。传感器212和214可以是适当的电压或电流传感器，例如Rogowski线圈等。例如，传感器212可以测量从电源202提供的交流(IS)，并且传感器214可以测量被提供至谐振器210的交流(IL)。相位检测电路209检测电流IS和IL各自的相位。相位检测电路209可以将所检测到的电流IS和IL的相位发送至IMN控制电路208以调谐IMN 204或其组件(例如，组件216、218、220)，从而校正阻抗失配。

IMN 204的组件216、218、220可以例如包括电容器或电容器的网络、电感器或电感器的网络、或者电容器、电感器、二极管、开关和电阻器的各种组合。阻抗匹配网络的组件可以是可调节且可变的，并且可被控制为影响系统的效率和工作点。可以通过控制谐振器的连接点、调节磁性材料的磁导率、控制偏置场、以及调节激励的频率等来进行阻抗匹配。阻抗匹配可以使用或包括任何数量或组合的变容器、变容器阵列、开关元件、电容器组、开关可调谐元件、反向偏置二极管、气隙电容器、压缩电容器、锆钛酸钡(BZT)电调谐电容器、微电机系统(MEMS)可调谐电容器、电压可变电介质、以及变换器耦合调谐电路等。可变组件可以进行机械调谐、热调谐、电调谐、以及压电调谐等。阻抗匹配的元件可以是硅器件、氮化镓器件、以及碳化硅器件等。这些元件可被选择为承受高电流、高电压、高功率或者电流、电压和功率的任何组合。这些元件可被选择为高Q元件。

图3描绘了可包括在电力传输系统中以检测并监视电压或电流输入信号的相位角的相位检测装置300的实现的示例。相位检测装置300是单输入(例如，单通道)相位检测器。即，相位检测装置300测量在一个输入通道上提供的输入信号的相位。相位检测装置300包括信号发生器302、信号混合器304、滤波器306和控制器308。控制器308可以例如是微控制器、计算机处理器、现场可编程逻辑阵列(FPGA)或专用集成电路(ASIC)。控制器308可以包括或连接至计算机可读存储装置，例如随机存取存储器、闪速存储器或其它适当的存储器装置等。

在相位检测装置300的操作期间，信号发生器302生成参考信号1和2。参考信号1和2是正弦曲线信号，其各自具有等于输入信号的频率(例如，6.78MHz)的频率。理想情况下，参考信号1和2彼此成90度异相。例如，参考信号1可以是由A*sin(ωt)表示的正弦信号，并且参考信号2可以是由A*cos(ωt)表示的余弦信号。然而，通常参考信号不完全是90度异相，并且这些信号包括某一相位误差(θ)(例如，一度与几度的分数(例如，0.1°或更小～10°或更大))。因此，更一般地，参考信号1和2可以分别由A*sin(ωt)和A*cos(ωt+θ)表示。在一些示例中，相位检测装置300可以矫正参考信号之间的任何相位误差(θ)，由此减少生成参考信号时获得准确相位测量所需的精度。

输入信号可以是表示在电力传输系统内的某一位置处测得的电流或电压的信号。输入信号可以例如是表示在电力传输系统内的某一位置处测得的电流或电压的电压信号，并且可以由表示，其中是输入信号相对于参考信号的相位。例如，输入信号可以是定位在电力传输系统的电路内以测量电流信号的Rogowski线圈的输出。

信号混合器304与信号发生器302相连接，以接收作为一个输入的一个参考信号以及作为另一输入的输入信号。混合器304使各参考信号与输入信号混合(例如，进行时域乘法)，并输出混合信号1和2。因此，混合信号1可以由下式表示：

并且，混合信号2可以由下式表示：

滤波器306可以是低通滤波器，其例如被设计为从混合器所生成的第一混合信号和第二混合信号中滤除二次谐波。因此，滤波器可以移除由信号混合处理所生成的二阶谐波、以及存在于参考信号或输入信号中的任何更高阶的谐波。在滤波之后，混合信号1可以由下式表示：

并且，混合信号2可以由下式表示：

控制器308接收混合信号X和Y，确定输入信号的相位，并且将输入信号的相位输出至例如IMN控制电路。在参考信号之间没有相位误差(θ)的情况下，输入信号的相位可以通过下式计算：

在参考信号之间存在相位误差(θ)的情况下，所计算出的输入信号的有效相位可以通过下式计算：

因此，参考信号之间的相位误差(θ)可能导致混合信号X和Y的比率的变化，并因此导致计算输入信号的相位时出现误差。例如，图4示出描绘了输入信号的相位的正切函数的图：然而，x轴和y轴被分别标记为和以与控制器308的操作相对应。参考信号之间的任何相位误差(θ)导致混合信号X和Y的比率出现误差402。尽管输入信号的实际相位可以例如是15°，但参考信号之间的相位误差(θ)(例如，±10°)将导致混合信号X和Y的比率发生变化402。在不考虑误差的情况下，根据混合信号的比率计算输入信号的有效相位可能导致有效相位的值落在与参考信号之间的相位误差(θ)相关的宽误差范围404(例如，约5.1°～23.6°)内。

为了使参考信号之间的任何相位误差(θ)的影响最小化，控制器308使参考信号的相位偏移，直到混合信号的比率落在正切函数曲线的预定区域406内为止。例如，在正切函数的渐近线附近，由参考信号之间的相位误差(θ)所引起的混合信号的比率的任何变化408将对所计算出的输入信号的有效位差具有最小的影响。可以通过从偏移后计算出的有效相位减去参考信号的偏移量来确定输入信号的实际相位的更准确计算。

更详细地，控制器308在使两个参考信号都偏移(例如，延迟)相等量的同时监视混合信号X和Y的值。例如，控制器308可以向信号发生器302(或者向相位偏移电路(未示出))发送控制信号以在参考信号1和参考信号2中产生相等的相位偏移控制器308可以在判断为参考信号的相位偏移足以使混合信号的比率置于正切曲线的期望区域406内的情况下，停止对参考信号的相位进行偏移。例如，控制器308可以监视混合信号的比率并在该比率达到或超过阈值的情况下停止对参考信号进行相位偏移。例如，控制器308可以将比率的大小与阈值进行比较。

在一些实现中，阈值可以是比率的局部最大值。例如，控制器308可以在使参考信号偏移的同时储存比率的至少一个先前计算值，并将后续计算值与先前值进行比较。在后续比值小于先前计算值的情况下，控制器308可以使用先前计算值作为局部最大值，并使用其相应的参考信号的相位偏移作为用于计算输入信号的相位的

一旦混合信号的比率达到或超过阈值，则控制器308可以基于参考信号的相位偏移以达到混合信号的比率的阈值的量来计算输入信号的相位例如，可以通过从相位偏移后计算出的输入信号的有效相位减去参考信号的相位偏移量来计算输入信号的相位

在一些实现中，例如，如下式所表示，可以通过从90°减去参考信号的相位偏移的量来对输入信号的相位进行近似：

在一些实现中，控制器308可以向IMN的控制电路(例如，图2A和图2B中的IMN控制电路208)发送表示所计算出的输入信号的相位的数据。在一些实现中，控制器308既可用作相位检测电路的控制器，又可用作IMN的控制器。换句话说，控制器308可以使用所计算出的输入信号的相位来生成控制信号以调谐IMN或其元件。

图5A和图5B分别描绘了可包括在电力传输系统中以检测并监视电压或电流输入信号的相位角的多输入相位检测装置500和550的实现的示例。更具体地，多输入(例如，多通道)相位检测装置500和550可以测量多个不同输入通道上所提供的多个输入信号的相位、或者多个输入通道上所提供的各输入信号之间的相位差。

首先参照图5A，相位检测装置500与图3所示的相位检测装置类似，然而，相位检测装置500包括多路复用器502以交替地监视多个输入信号。在所示的示例中，多路复用器502接收两个输入信号(输入信号1和输入信号2)。多路复用器的输出连接至两个混合器304。控制器308与多路复用器502的控制输入端子(例如，信号选择输入端子)相连接。

在相位检测装置500中，控制器308可以确定输入信号之间的相位的差异。例如，控制器308可以针对各输入信号，使用以上参考图3和图4所述的处理来确定输入信号1和输入信号2两者的相位和然后，控制器308可以通过例如如等式所表示地求出各输入信号的相位之间的差，来计算输入信号之间的相位差

更具体地，在一些实现中，控制器308可以选择来自多路复用器502的输入信号其中之一，例如输入信号1。通过混合器304使所选择的输入信号与参考信号1和参考信号2相混合，以生成第一组混合信号(例如，X1和Y1)。如上所述，控制器308可以在使参考信号的相位偏移的同时监视第一组混合信号的比率，直到混合信号的比率达到或超过阈值为止。如上所述，然后控制器308可以通过从90°(对于估计值)或者从混合信号的比率的反正切中减去参考信号相位偏移的值，来确定输入信号1的相位控制器308储存输入信号1的相位并继续以同样的方式确定输入信号2的相位然后，控制器308可以通过从一个输入信号的相位中减去另一输入信号的相位，来计算输入信号之间的相位差可以针对任何数量的输入信号进行该处理，以获得各输入信号的相位值，并且如实现了相位检测装置500的特定系统所期望或需要的，控制器308可以将任一个输入信号的相位与其它输入信号的相位进行比较。

在一些实现中，控制器308可以在进行参考信号的相位偏移并监视利用各个输入信号产生的混合信号的比率的同时，在输入信号之间进行交替选择。例如，控制器308可以选择来自多路复用器502的输入信号其中之一，例如输入信号1。如前所述，通过混合器304使所选择的输入信号与参考信号1和参考信号2相混合，以生成第一组混合信号(例如，X1和Y1)。控制器308可以确定第一组混合信号的比率，并储存该值。控制器308可以选择来自多路复用器502的不同的输入信号，例如输入信号2。一旦做出选择，则通过混合器304使输入信号2与参考信号1和参考信号2相混合，以生成第二组混合信号(例如，X2和Y2)。控制器308可以确定第二组混合信号的比率，并储存该值。可以针对至多路复用器502的各输入信号重复这些步骤。

一旦针对各输入信号(例如，输入信号1和2)已经确定并储存了混合信号的比率，控制器308就可以使参考信号的相位以增量值(例如，2°、1°、0.1°等)偏移。控制器308在至多路复用器502的各输入信号中重复以上选择步骤，并计算与各输入信号相关联的混合信号的比率。对于每个输入信号，控制器308判断在参考信号的各增量相位偏移处的混合信号的比率是否达到或超过阈值。在针对输入信号中的特定输入信号的混合信号比率达到或超过阈值的情况下，控制器308可以使用参考信号中的相应累积相位偏移来计算该特定输入信号的相位。例如，如果在参考信号的第五增量相位偏移期间、与输入信号1相关联的混合信号的比率达到阈值，则与该输入信号1相对应的累积相位偏移将是增量相位偏移值的五倍。在一些实现中，一旦计算出给定输入信号的相位，则针对相位计算处理的各后续迭代，控制器可以跳过(不选择)该输入信号。

一旦计算出各输入信号的相位，控制器308就可以通过从一个输入信号的相位中减去另一输入信号的相位，来计算输入信号之间的相位差此外，可以针对任何数量的输入信号进行该处理，以获得各输入信号的相位值，并且如实现了相位检测装置500的特定系统所期望或需要的，控制器308可以将任一个输入信号的相位与其它输入信号的相位进行比较。

图5B描绘了多输入相位检测装置550的另一种实现。相位检测装置550包括针对各输入信号(例如，输入信号1和输入信号2)的单独的混合器304的组552。各组552中的各混合器304连接至信号发生器302以接收所述参考信号其中之一作为输入，并且各组552中的混合器304都接收所述输入信号中的相应的一个输入信号作为第二混合器输入。

例如，与输入信号1相关联的混合器304的组552使各参考信号与输入信号1相混合(例如，进行时域乘法)，并输出第一组混合信号X1和Y1。同样，与输入信号2相关联的混合器304的组552使各参考信号与输入信号2相混合(例如，进行时域乘法)，并输出第二组混合信号X2和Y2。

控制器308接收与各输入信号相关联的混合信号，并确定各输入信号的相位。例如，控制器308可以在使参考信号的相位偏移的同时并行地监视与多个输入信号中的各输入信号相关联的一组混合信号。控制器308可以检测各组混合信号的比率何时达到或超过阈值，并且作为响应而确定与各组混合信号相对应的输入信号的相位。例如，在控制器308判断为与输入信号1相关联的混合信号X1和Y1的比率达到或超过阈值的情况下，控制器308可以使用与信号X1和Y1的比率达到或超过阈值时的参考信号偏移的量相对应的相位偏移值，来确定输入信号1的相位。控制器308可以继续使参考信号的相位偏移，并监视与各输入信号相关联的混合信号的比率，直到各输入信号的相位都已经确定为止。

一旦计算出各输入信号的相位，控制器308就可以通过从一个输入信号的相位中减去另一输入信号的相位，来计算输入信号之间的相位差此外，针对多个输入信号，可以利用相应数量的混合器组552来进行该处理以获得各输入信号的相位值。此外，如实现了相位检测装置550的特定系统所期望或需要的，控制器308可以将任一个输入信号的相位与其它输入信号的相位进行比较。

在一些实现中，相位检测装置500或550中的控制器308可以向IMN的控制电路(例如，图2A和图2B中的IMN控制电路208)发送表示计算出的多个输入信号中的两个输入信号之间的相位差的数据。在一些实现中，控制器308既可用作相位检测电路的控制器，又可用作IMN的控制器。换句话说，控制器308可以使用所计算出的输入信号的相位差来生成控制信号以调谐IMN或其元件。

图6描绘了可包括在电力传输系统中用于检测并监视电压或电流输入信号之间的相位角的相位检测装置600的示例。相位检测装置600是双输入(例如，两个通道)相位差检测器。即，相位检测装置600测量两个输入信号之间的相位差，其中在两个输入通道中的各输入通道上提供一个输入信号。相位检测装置600包括信号发生器602、信号混合器604a、604b、以及控制器608。滤波器606可以包括在混合器604a、604b的各输出与控制器608的输入端子之间。控制器608可以例如是微控制器、计算机处理器、FPGA或ASIC。控制器608可以包括或连接至计算机可读存储装置，例如随机存取存储器、闪速存储器或其它适当的存储器装置等。在一些实现中，相位检测装置600还可以包括比较器610a和610b。

在相位检测装置600的操作期间，信号发生器602生成参考信号。参考信号的频率等于输入信号的频率(例如，6.78MHz)。在一些示例中，参考信号可以是步进式正弦波，并且可以表示为Asin(ωt+θ)，其中参考信号的相位(θ)以具有步长(Δθ)的离散步的形式可控。因此，参考信号的总相位偏移可以由n(Δθ)表示，其中n表示参考信号的相位偏移的步数。例如，参考信号可以是192步正弦波，其步长为1.875°(360°/192步)。因此，十步(例如，n＝10)的相位偏移将等于18.75°。

输入信号可以是表示电力传输系统内的多个位置处的测量到的电流信号或电压信号的信号。输入信号可以例如是表示电力传输系统内的多个位置处的测量到的电流或电压的电压信号。例如，(如通道1上的)输入信号1可以表示为并且(如通道2上的)输入信号2可以表示为例如，输入信号可以是定位在电力传输系统的电路内以测量该系统内的多个位置处的电流的Rogowski线圈的输出。

信号混合器604a、604b与信号发生器602相连接，以接收作为一个输入的参考信号以及作为相应的第二输入的一个输入信号。混合器604a使参考信号与输入信号1相混合(例如，进行时域乘法)，并输出混合信号1。混合器604b使参考信号与输入信号2相混合，并输出混合信号2。

滤波器606是低通滤波器，其被设计为从混合器所生成的混合信号中滤除高阶二次谐波，仅留下DC分量。该滤波器移除由信号混合处理所生成的二阶谐波、以及存在于参考信号或输入信号中的任何高阶谐波。在滤波之后，混合信号1可以由下式表示：

并且，混合信号2可以由下式表示：

控制器608接收混合信号1和2，并在监视混合信号的同时使参考信号的相位偏移，以确定输入信号之间的相位差。更具体地，控制器在针对过零(zero crossing)对混合信号1和混合信号2进行监视的同时使参考信号的相位偏移。例如，控制器可以在监视混合信号1和2的值的同时，增量式地使参考信号的相位偏移。在控制器608使参考信号的相位偏移的同时检测到混合信号其中之一(例如，混合信号1)等于或者已经经过零的情况下，该控制器608储存表示混合信号1的过零发生时的参考信号的相位的数据。控制器608可以储存表示紧挨着过零之前或之后的参考信号的相位增量的数据，只要一致地使用相同的约定即可。在一些实现中，可以通过在紧挨着过零之前和之后的参考信号的相位增量之间插入更精确的过零时间来实现更高的精度。

控制器608继续在监视混合信号的同时使参考信号的相位(θ)偏移。在控制器608使参考信号的相位偏移的同时检测到另一混合信号(例如，混合信号2)等于或者已经经过零的情况下，控制器608储存表示混合信号2的过零发生时的参考信号的相位的数据。然后，可以通过针对各混合信号求出过零时的参考信号的相位之间的差来确定两个输入信号之间的相位差。

例如，随着控制器608使参考信号的相位(θ)偏移，混合信号1和2的值可以如曲线图620中所示地改变，其中曲线622和624表示作为参考信号的相位(θ)的函数的混合信号1和2的值。在控制器608检测到混合信号1的过零626的情况下，该控制器608储存表示过零626发生时的参考信号的相位。控制器608继续在监视混合信号的同时使参考信号的相位(θ)偏移。在控制器608检测到混合信号2的过零628的情况下，该控制器608储存表示过零628发生时的参考信号的相位的数据。控制器608通过从混合信号1发生过零626时的参考信号的相位中减去混合信号2发生过零628时的参考信号的相位，来确定两个输入信号之间的相位差。

在一些实现中，不需要发生过零时的参考信号的确切相位。控制器608仅需要表示参考信号的相位在混合信号的过零之间偏移的量的数据。如上所述，在一些实现中，参考信号可以是步进式正弦曲线信号，例如，步长为1.875°的192步正弦波。在这样的实现中，不需要参考信号的实际相位来确定两个输入信号的之间的相位差。

例如，控制器608可以使用参考信号的相位的任意起始状态(诸如从零开始的二进制计数(例如，00000000b)等)来表示参考信号偏移的步数。控制器608令信号发生器602增量式地使参考信号偏移，并通过使二进制计数增加来对每步进行计数。控制器608可以在第8步(例如，00001000b)检测到混合信号1的过零626。然后，控制器608可以在第24步(例如，00011000b)检测到混合信号2的过零628。控制器608可以将两个输入信号之间的相位角确定为各过零处的步计数的差乘以参考信号的步长。例如，此外，在该示例中，表示各过零处的参考信号的相位的数据是检测到过零时的相位偏移的二进制计数值。

在一些实现中，控制器608可以以恒定速率使参考信号的相位连续偏移，并储存发生过零的时间。在这样的实现中，表示各过零处的参考信号的相位的数据是所储存的时间。然后，两个输入信号之间的相位角是两个过零之间的时间差乘以参考信号的相位偏移速率。在一些实现中，控制器608可以以恒定速率使参考信号的相位连续偏移，在检测到第一个过零时启动定时器，并在检测到第二个过零时记录定时器的值。在这样的实现中，两个输入信号之间的相位角是第二个过零时的定时器值乘以参考信号的相位偏移速率。

在一些实现中，各输入通道可以包括连接至各信号混合器604a或604b的输出、并且连接至控制器608的输入端子的比较器610a、610b。可以使用比较器610a、610b来检测各混合信号的过零。例如，比较器610a、610b可被连接成将各混合信号与零(例如，接地)进行比较。各比较器610a、610b的输出连接到控制器608，并且控制器通过检测各比较器610a、610b的输出上的上升沿来检测混合信号的过零(例如，626、628)。

例如，曲线图620中的曲线630示出作为混合信号1(例如，曲线622)的响应的来自比较器610a的示例性输出。在这种情况下，比较器610a在过零626处从正值转变为负值，从而形成上升沿。控制器608可以检测比较器610a输出的上升沿，并且作为响应而储存表示检测到上升沿时的参考信号的相位的数据。尽管曲线图620示出上升沿，但一些实现可以使用比较器输出信号的下降沿或者下降沿和上升沿两者来检测过零。

在一些实现中，控制器608可以向IMN的控制电路(例如，图2A和图2B中的IMN控制电路208)发送表示计算出的两个输入信号之间的相位差的数据。在一些实现中，控制器608既可用作相位检测电路的控制器，又可用作IMN的控制器。换句话说，控制器608可以使用计算出的输入信号的相位来生成控制信号以调谐IMN或其元件。

图7描绘了可包括在电力传输系统中用于检测并监视电压或电流输入信号的相位角的相位检测装置700的另一示例。相位检测装置700是单输入(例如，单通道)相位检测器。即，相位检测装置700测量在一个输入通道上提供的输入信号的相位。相位检测装置700包括感测电路702、正弦波发生器/信号混合器704a、余弦波发生器/信号混合器704b、滤波器706、以及控制器708。感测电路702是被设计为测量电流或电压信号的电路。例如，感测电路702可以是Rogowski线圈。

正弦波发生器/信号混合器704a和余弦波发生器/信号混合器704b是有限脉冲响应(FIR)滤波器，其被配置为利用非正弦参考信号(例如，方波)710a、710b生成正弦曲线信号、并使所生成的正弦曲线信号与输入信号混合。正弦波发生器/信号混合器704a和余弦波发生器/信号混合器704b通常可以各自称为正弦曲线波(sinusoidal wave)发生器/信号混合器(SWG/SM)。如以下更详细所述，正弦波发生器/信号混合器704a和余弦波发生器/信号混合器704b可以具有相同的结构，两者之间的差异在于由各SWG/SM 704a、704b接收到的参考信号710a、710b的相位。

控制器708可以例如是微控制器、计算机处理器、FPGA或ASIC。控制器708可以包括或连接至计算机可读存储装置，诸如随机存取存储器、闪速存储器或其它适当的存储器装置等。

在相位检测装置700的操作期间，感测电路702测量电流或电压信号。例如，感测电路702可以测量电力传输系统内一个或多个位置处的电流(例如，6.78MHz交流(AC)信号)。感测电路702的输出信号可以是表示测量到的电流或电压的电压信号。例如，感测电路702的输出信号可以表示为另外，感测电路702的输出信号是SWG/SM 704a、704b的输入信号。例如，SWG/SM 704a、704b的输入信号可以是定位在电力传输系统的电路内用于测量该系统内的多个位置处的电流的Rogowski线圈的输出。在一些示例中，感测电路702可以对测量到的信号进行放大或滤波。在一些示例中，感测电路702可以将感测电路702的输出信号与感测电路702的输入信号进行缓冲。

正弦SWG/SM 704a接收SIN参考信号710a作为参考信号，并接收感测电路702的输出信号作为输入信号。同样地，余弦SWG/SM 704b接收COS参考信号710b作为参考信号，并接收感测电路702的输出信号作为输入信号。SIN参考信号710a和COS参考信号710b可以例如是各自具有与输入信号的频率相等的基频(例如，6.78MHz)的方波。在一些示例中，除了彼此成90°异相外，SIN参考信号710a和COS参考信号710b是相同的。

正弦SWG/SM 704a对SIN参考信号710a进行滤波以生成正弦曲线信号。例如，正弦SWG/SM 704a被配置为抵消SIN参考信号710a的高阶谐波，以生成具有SIN参考信号710a的基频的正弦曲线信号(例如，Asin(ωt))。例如，正弦SWG/SM 704a可被配置为抵消方波的高阶谐波(例如，三次、五次、七次和九次谐波)。例如，可以选择FIR滤波器零点(例如，滤波器系数)来抵消SIN参考信号710a的谐频。正弦SWG/SM 704a还使正弦曲线信号与输入信号相混合(例如，进行时域乘法)，并输出混合信号1。

余弦SWG/SM 704b对COS参考信号710b进行滤波以生成正弦曲线信号。例如，余弦SWG/SM 704b被配置为抵消COS参考信号710b的高阶谐波，以生成具有COS参考信号710b的基频的正弦曲线信号(例如，Acos(ωt))。例如，余弦SWG/SM 704b可被配置为抵消方波的高阶谐波(例如，三次、五次、七次和九次谐波)。例如，可以选择FIR滤波器零点(例如，滤波器系数)来抵消COS参考信号710b的谐频。余弦SWG/SM 704b还使正弦曲线信号与输入信号相混合(例如，进行时域乘法)，并输出混合信号2。

滤波器706是低通滤波器，其被设计为从SWG/SM 704a、704b所生成的混合信号中滤除高阶谐波(例如，混合处理所生成的外差二阶谐波)，仅留下DC分量。另外，滤波器706可以移除由信号混合处理所生成的二阶谐波、以及存在于参考信号或输入信号中的任何高阶谐波。一般，在滤波之后，混合信号X可以由下式表示：

并且，混合信号2可以由下式表示：

在一些示例中，SWG/SM 704a、704b的增益、滤波器706的增益、参考信号710a、710b的振幅、或者这些的组合可被配置为使得由于混合而引起的振幅减小与正弦曲线信号的振幅(A)相抵消。因此，在滤波之后，混合信号X可以由下式表示：

并且，混合信号Y可以由下式表示：

控制器708接收混合信号X和Y，并且可以基于混合信号X和Y来确定输入信号的一个或多个特性。控制器708可以确定输入信号的相位输入信号的振幅(AIN)、或这两者。控制器708例如向IMN控制电路输出所确定的输入信号的特性。例如，输入信号的相位可以通过下式来计算：

另外，输入信号的振幅(AIN)可以通过下式来计算：

在一些实现中，SIN参考信号710a和COS参考信号710b可以是时间采样信号。在一些示例中，以参考信号710a、710b的基频的十二倍对参考信号710a、710b进行采样。在一些示例中，通过使SIN参考信号710a偏移预定数量的样本，可以利用SIN参考信号710a生成COS参考信号710b。例如，如果以基频的十二倍对参考信号710a、710b进行采样，则参考信号710a、710b之间的三个样本的偏移将相当于90°相位偏移(例如，在合理的误差容限内)。

在一些实现中，控制器708可以向IMN的控制电路(例如，图2A和图2B中的IMN控制电路208)发送表示所计算出的输入信号的相位的数据。在一些实现中，控制器708既可用作相位检测电路的控制器，又可用作IMN的控制器。换句话说，控制器708可以使用所计算出的输入信号的相位来生成控制信号以调谐IMN或其元件。

在一些示例中，相位检测装置700可以被实现为多输入相位检测装置。更具体地，多输入(例如，多通道)相位检测装置700可以测量多个不同输入通道上所提供的多个输入信号的特性、或者多个输入通道上所提供的各输入信号之间的相位差。

例如，可以针对各输入通道复制多输入相位检测装置700、即图7中所示的电路(控制器708除外)。各输入通道可以连接至控制器708，并且可以生成与多个输入信号中的各输入信号(例如，输入信号n)相对应的一组混合信号(例如，混合信号Xn和混合信号Yn)。控制器708可以确定输入信号之间的相位的差异。例如，控制器708可以通过针对输入信号1和输入信号2各自进行以上参考图7所述的处理来确定输入信号1和输入信号2两者的相位和然后，控制器708可以通过例如如等式所表示地求出各输入信号的相位之间的差，来计算输入信号之间的相位差

在这样的实现中，控制器708可以向IMN的控制电路(例如，图2A和图2B中的IMN控制电路208)发送表示计算出的多个输入信号中的两个输入信号之间的相位差的数据。在一些实现中，控制器708既可用作相位检测电路的控制器，又可用作IMN的控制器。换句话说，控制器708可以使用所计算出的输入信号的相位差来生成控制信号以调谐IMN或其元件。

图8和图9描绘了根据本发明的实现的SWG/SM 704的示例。首先参考图8，SWG/SM 704是FIR滤波器，其被配置为根据非正弦曲线参考信号REF(例如，方波参考信号710a、710b)生成正弦曲线信号、并使所生成的正弦曲线信号与输入信号相混合。SWG/SM 704包括多个滤波器抽头802。各滤波器抽头802包括延迟电路804(例如，门控闩锁电路、触发器、边沿触发D触发器)、开关806(例如，晶体管)、以及电阻器808(例如，电阻器R0～R4)。滤波器抽头802顺次彼此连接，使得参考信号REF顺次地被各滤波器抽头802的相应延迟电路804延迟。至SWG/SM 704的输入信号被传递至各滤波器抽头802。在一些示例中，使用高(输入+)和低(输入-)输入信号线来传递输入信号。另外，各滤波器抽头802从时钟信号线接收时钟信号CLK。时钟信号线电连接至各滤波器抽头802中的延迟电路804的时钟输入端子。

在各滤波器抽头802中，延迟电路804的输出端子电连接至开关806的控制端子。输入信号被传递通过开关806和电阻器808。来自延迟电路804的输出信号(即，延迟参考信号REF)控制开关806。在具有高(输入+)和低(输入-)输入信号线的实现中，各滤波器抽头802可以包括两个开关806；其中一个开关连接至各输入信号线(输入+和输入-)。在这样的实现中，开关806可以基于延迟的参考信号REF交替地断开和闭合。例如，如连接至输入-线的开关806旁边的0和连接至输入+线的开关806旁边的1所示，当延迟的参考信号REF为低时，一个开关可以闭合，并且当延迟的参考信号REF为高时，另一个开关可以闭合。因此，两个开关806可以基于延迟的参考信号REF的值交替地传递高输入信号或低输入信号。

电阻器808的值定义FIR滤波器的序列(例如，滤波器系数)。选择各电阻器(R0～R4)806的值以抵消参考信号REF的谐频，从而生成与输入信号相混合的正弦曲线信号。例如，方波包括具有该方波的基频的正弦曲线信号的一系列奇次谐波。为了生成具有方波的基频的正弦曲线信号，可以选择电阻器值以抵消大于基频的奇次谐波信号。通过FIR滤波器零点所抵消的谐波信号的数量取决于SWG/SM 704中所包括的滤波器抽头802的数量。例如，如图8所示，SWG/SM 704包括五个滤波器抽头802，并且可以选择电阻器808以抵消参考信号的三次、五次、七次和九次谐波。因此，将留下一次谐波(例如，具有基频的正弦曲线)以及十一次及更高次的谐波。在一些情况下，高阶(例如，十一次以上)谐波的功率可能是足够低的功率，以至于额外的滤波器抽头对于给定应用而言并不合理。因此，根据给定实现所要求的精度，SWG/SM 704可以构造有更多或更少的滤波器抽头802。

另外，各滤波器抽头802的输出端子电连接至运算放大器810的反向输入端子。在运算放大器810的输出端子和运算放大器810的反向输入端子之间设置反馈电阻器(Rf)。反馈电阻器(Rf)的值定义了FIR滤波器的增益。运算放大器810的非反相输入端子电连接至地。在一些实现中，在运算放大器810的输出端子和运算放大器810的反向输入端子之间还设置反馈电容器(Cf)。反馈电容器(Cf)的值可以提供附加滤波能力(例如，作为低通滤波器)。

图9示出SWG/SM 704的另一实现。各滤波器抽头802中的电阻器808(图8中示出)已经被开关806的相对侧上的两个等效电阻器902(图9中示出)代替。滤波器抽头802中的两个电阻器902各自具有相同的电阻值，但是电阻值(R0～R4)在不同滤波器抽头802中的电阻器之间有所不同。如图8中的SWG/SM 704那样，选择电阻(R0～R4)以产生用于抵消参考信号REF的谐频的滤波器零点。

在一些实现中，SWG/SM 704可以作为正弦曲线信号发生器而工作。例如，直流(DC)信号可被提供为SWG/SM 704的输入信号。在DC信号被提供为SWG/SM 704的输入信号的情况下，有效地绕过混合功能，并且SWG/SM 704通过滤除参考信号REF中的高阶谐波而作为信号发生器进行工作、并输出具有参考信号REF的基频的正弦曲线信号。在这样的实现中，SWG/SM 704的正弦曲线输出信号可以用作电路的局部振荡器(LO)。此外，可以通过使时间采样的参考信号REF偏移特定数量的样本，来使SWG/SM 704的正弦输出信号进行准确的相位偏移。此外，可以通过增大或减小参考信号REF的采样速率来增大或减小相位偏移精度(例如，相位偏移增量大小)。

为了说明性目的，前面的描述集中于桌面无线电力传输应用(例如，向诸如膝上型电脑、智能手机以及通常放置在桌面、台面和其它用户工作面上的其它移动电子装置等的电子装置的电力传输)中的装置、组件和方法的使用。

然而，更一般地，应当理解，可以使用这里所公开的装置、组件和方法来接收电力的装置可以包括各种各样的电气装置，并且不限于为了说明性目的而在这里进行描述的装置。一般来说，诸如手机、键盘、鼠标、收音机、照相机、移动手持终端、头戴式耳机、手表、耳机、加密狗、多功能卡、食品和饮料辅料等的任何便携式电子装置、以及诸如打印机、时钟、灯、耳机、外部驱动器、投影仪、数字相框和附加显示器等的任何工作区电子装置可以使用这里所公开的装置、组件和方法来无线地接收电力。此外，诸如电动车辆或混合电动车辆、机动轮椅、轻便摩托车和电动工具等的任何电气装置可以使用这里所公开的装置、组件和方法来无线地接收电力。另外，这里所公开的装置、组件和方法可以用于无线电力传输以外的应用，例如，功率因数校正装置和手持式信号分析器等。

在本发明中，诸如电容器、电感器、电阻器、二极管和开关等的某些电路或系统组件被称为电路“组件”或“元件”。本发明还将这些组件或元件的串联或并联组合称为元件、网络、拓扑和电路等。此外，描述了电容器、二极管、晶体管和/或开关的组合。然而，更一般地，在这里所描述的单个组件或组件的特定网络的情况下，应当理解，替代实施例可以包括元件的网络、和/或替代网络等。

如这里所使用的，在涉及电路或系统组件时，术语“连接”用于描述一个或多个组件之间的、信息或信号可从一个组件传递至另一组件所经由的适当的、有线的或无线的、直接的或间接的连接。

如这里所使用的，术语“直接连接”是指两个元件之间的直接连接，其中元件之间未连接有介于中间的有源元件。术语“电连接”是指两个元件的电连接，其中元件被连接为使得元件具有公共电位。另外，第一组件和第二组件的端子之间的连接意味着该第一组件和该端子之间存在不经过第二组件的路径。

这里所述的实施例仅用于示出但非限制本发明的特征。其它实施例也在本发明的范围内。