本案是分案申请。该分案的母案是申请日为2013年12月20日、申请号为201380072315.0、发明名称为“电源电压零交点检测器”的发明专利申请案。
相关专利申请案
本申请案主张2012年12月21日申请的共同拥有的第61/745,320号美国临时专利申请案的优先权，所述案出于所有目的以引用的方式并入本文中。
本发明涉及一种交流电(ac)零交点检测器，特定来说，本发明涉及一种具有感测输入的集成电路中的电源零交点检测器模块，其中电压维持在所述集成电路的供电轨道电压内。
背景技术：
监测电源电压零交点的电路有许多应用，例如设备控制电路。零交点检测可用于(例如)但不限于：起动(fire)triacs的时序延迟、减少emi的脉冲跳跃等等，且交流电(ac)电源频率相较于液晶控制振荡器经过一长段时间更精确。
参考图1，所描绘为具有通过外部组件耦合到电源的输入的常规数字装置的示范性现有技术示意图。数字装置102的常规输入/输出端口(例如微控制器的数字i/o端口等)可通过高值阻抗(例如1兆欧到2兆欧电阻器104等)耦合到电源线。参考图2，所描绘为图1中所展示的常规数字装置的输入结构的示范性现有技术示意图。为执行零交点检测，可(例如)通过对允许此内部耦合的相应配置寄存器进行编程而将集成施密特(schmitt)触发器耦合到i/o端口(节点)。当电源线电压改变其正负号(sign)时，检测器输出必须改变其状态。当前，此被感测为数字输入。当寄生二极管在数字装置的集成电路裸片中传导时，一些模块可能受到由来自压降电阻器104的输入端口处的过量电压导致的注入电流干扰。此注入电流可导致所述装置中的非所要干扰。
参考图3，所描绘为用于图1中所展示的常规数字装置的使用外部组件的输入保护电路的示范性现有技术示意图。如图3中所展示可添加外部二极管306及308，但其必须为肖特基(schottky)二极管以确保输入电压未达到电平到vdd及/或vss，使得非所要的二极管传导可发生于内部(内侧102)二极管中。使用此类外部组件导致印刷电路板大小及复杂性的增大，且将增加物料清单，这对于许多成本关键应用来说是不合意的。
技术实现要素：
因此，对于具有模拟及数字能力(混合信号)的通用集成电路装置(例如微控制器等)中的电源零交点检测器，存在以下需要：在不超过所述集成电路的最大输入电压的情况下，提供电源电压的零交点检测；且将不导致集成电路装置内的输入静电放电(esd)保护装置(或任何装置)二极管传导。应以考虑硅面积节约、低电力消耗、电路简单性、对外部保护电路无要求及操作的稳健性的有效方式实施此模块。
根据实施例，电源电压零交点检测器可包括：第一输出驱动器，其耦合于第一轨道电压与外部节点之间；第二输出驱动器，其耦合于第二轨道电压与所述外部节点之间；放大器，其具有第一差分输入及第二差分输入以及第一单端输出及第二单端输出，其中其第一输出可耦合到所述第一输出驱动器的控制输入且其第二输出可耦合到所述第二输出驱动器的控制输入；反馈网络，其耦合于输出节点与放大器的第二输入之间；电压参考，其耦合到放大器的第一输入；b级控制电路，其耦合到第一输出驱动器及第二输出驱动器的控制输入，其中所述b级控制电路在第一输出驱动器或第二输出驱动器中的一者可传导时强制另一输出驱动器断开，且在所述一者停止传导时将控制释放回放大器；电流模式检测器电路，其耦合到第一输出驱动器及第二输出驱动器的控制输入，其中所述电流模式检测器电路将基于电流的电源电压零交点检测提供到第一输出驱动器及第二输出驱动器的控制输入。
根据进一步实施例，第一输出驱动器可为p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)且第二输出驱动器可为n沟道mosfet。根据进一步实施例，来自电压参考的参考电压可处于第一电压轨道与第二电压轨道之间。根据进一步实施例，b级控制电路可越权控制(override)放大器的第一单端输出或第二单端输出中的一者，以在放大器的第一单端输出或第二单端输出的另一者可控制第一输出驱动器或第二输出驱动器的控制输入的相应者时，实质上关断相应第一输出驱动器或相应第二输出驱动器，借此实质上减少直通电流。根据进一步实施例，电流模式检测电路可包括具有耦合到施密特触发电路的分离n沟道mosfet及p沟道mosfet输入的输入缓冲器。根据进一步实施例，放大器可为运算放大器。根据进一步实施例，外部节点可通过高阻抗耦合到电源电压。根据进一步实施例，放大器可包括单输出，且可通过耦合到第一输出驱动器及第二输出驱动器的相应控制输入的第一电阻器及第二电阻器来提供第一输出及第二输出。
根据另一实施例，一种用于检测电源电压零交点的电路布置可包括：集成电路装置的外部节点，其可经配置以通过高值阻抗耦合到电源交流电(ac)电压；第一输出驱动器及第二输出驱动器，其可操作以将外部节点耦合到第一供电轨道电压或第二供电轨道电压；及零交点检测器，其可提供第一输出驱动器及第二输出驱动器的控制，使得无论从电源ac电压汲入电流还是使电流流出到电源ac电压，实质上恒定电压可强加于外部节点处，且其电流可经监测以确定电源ac电压的电压零交点。
根据进一步实施例，输出驱动器可为数字输入/输出端口的部分，其可编程以使所述外部节点作为数字输出端口、数字输入端口或零交点检测器输入端口操作。根据进一步实施例，可查验确定所述外部节点的功能的配置寄存器。根据进一步实施例，可通过围绕b级控制运算放大器的反馈环路来控制恒定电压。根据进一步实施例，所述b级控制第一输出驱动器及第二输出驱动器有效地操作功率。根据进一步实施例，零交点检测器可操作以监测驱动到第一输出驱动器及第二输出驱动器的电流。根据进一步实施例，零交点检测可独立于操作温度、工艺制造及供电电压。
根据进一步实施例，高值阻抗可为高值电阻器。根据进一步实施例，高值阻抗可选自由电阻器、电容器、晶体管及电感器组成的群组中的任何一或多者。根据进一步实施例，高值阻抗可为无源组件及有源组件的组合。
根据进一步实施例，数字滤波器可耦合到零交点检测器。根据进一步实施例，所述数字滤波器具有实质上小于电源ac频率的2倍的延迟时间。
根据又一实施例，一种检测电源电压零交点的方法可包括以下步骤：配置集成电路装置的外部节点以通过高值阻抗耦合到电源交流电(ac)电压；提供可操作以将外部节点耦合到第一供电轨道电压或第二供电轨道电压的第一输出驱动器及第二输出驱动器；及提供零交点检测器以控制第一输出驱动器及第二输出驱动器，使得无论从电源ac电压汲入电流还是使电流流出到电源ac电压，实质上恒定电压可强加于外节点处；及监测控制第一输出驱动器及第二输出驱动器的信号的电流以确定电源ac电压的电压零交点。
根据所述方法的进一步实施例，其可包括用数字滤波器对控制第一输出驱动器及第二输出驱动器的信号的监测电流进行滤波的步骤。根据所述方法的进一步实施例，所述数字滤波器具有实质上小于电源ac频率的2倍的延迟时间。根据所述方法的进一步实施例，配置集成电路装置的节点以通过高值阻抗耦合到电源交流电(ac)电压的步骤可在集成电路装置通电时完成。根据所述方法的进一步实施例，配置集成电路装置的节点以通过高值阻抗耦合到电源交流电(ac)电压的步骤可在集成电路装置通电后完成。根据所述方法的进一步实施例，其可包括在集成电路装置通电后停用通过高值阻抗耦合到电源交流电(ac)电压的集成电路装置的节点的步骤。根据所述方法的进一步实施例，配置集成电路装置的节点以通过高值阻抗耦合到电源交流电(ac)电压的步骤可用至少一个配置熔丝完成而无需执行程序代码。
附图说明
通过参考结合附图进行的以下描述而获得本发明的更完全理解，其中：
图1说明具有通过外部组件耦合到电源的输入的常规数字装置的示范性现有技术示意图；
图2说明图1中所展示的常规数字装置的输入结构的示范性现有技术示意图；
图3说明图1中所展示的使用用于常规数字装置的外部组件的输入保护电路的示范性现有技术示意图；
图4说明根据本发明的特定实例实施例的电源电压零交点检测器的示意图；且
图5说明根据本发明的另一特定实例实施例的电源电压零交点检测器的示意图。
虽然本发明易受各种修改及替代形式影响，但已在图式中展示且在本文中详细描述了本发明的特定实例实施例。然而，应了解，本文中特定实例实施例的描述不希望将本发明受限于本文所揭示的特定形式，相反，本发明将涵盖如所附权利要求书所界定的全部修改及等效物。
具体实施方式
根据各种实施例，通过用由反馈环路提供的适当控制信号驱动晶体管装置而将恒定电压强加于外部节点上，所述反馈环路围绕包括具有单端双输出的运算放大器及b级控制电路的高功率效率b级配置。接着，可通过监测附接到此放大器的输出的装置的电流驱动而检测电源零交点。其中在不依据可取决于温度、工艺制造及/或供应电压的任何电压阈值的情况下，b级控制及电流模式检测提供所述驱动信号的精确检测。
根据各种实施例，可消除常规现有技术电源零交点检测电路的全部缺点，包含外部保护组件的必要性。输入节点电压绝不超过电源供电电压轨道，且集成电路装置中的周围模拟及数字模块的操作(即使非常敏感)不受影响。当感测电源交叉事件时使用电流模式检测是极其精确的，同时瞬时线电压vac仍然处于数字装置供电电压轨道范围内。
根据各种实施例，外部高值阻抗可将零交点检测器模块输入节点耦合到电源线。零交点检测器可将耦合到所述外部高值阻抗的输入节点保持于总是在供电轨道(例如)vdd与vss之间的恒定电压电平处以便阻止启动保护所述节点的esd结构且借此避免干扰集成电路装置内的其它敏感模拟功能。同时，零交点检测器可监测通过外部高值阻抗的电流且可在电源电压与接近0伏特的参考值交叉时(例如当电源线的零交点事件发生时)改变其输出状态。
零交点检测器模块结合微控制器可适应许多应用。因此，期望集成外围设备执行此功能。例如，此功能可用于执行时间延迟以起动triacs、脉冲跳跃(减少emi)，或作为频率常数，因为ac电源的频率经过一长段时间比晶体振荡器更精确。
根据进一步实施例，输出驱动器可为微控制器数字输入/输出节点(端口)的部分，其可编程以作为数字输出端口、数字输入端口或作为零交点检测器操作。根据进一步实施例，配置寄存器可确定所述外部节点的功能。根据进一步实施例，可通过来自围绕b级控制运算放大器的反馈环路的控制信号来提供节点处的恒定电压控制。根据进一步实施例，b级控制运算放大器结合输出驱动器可为功率有效的。根据进一步实施例，可操作零交点检测器以监测运算放大器的电流驱动。根据进一步实施例，零交点检测独立于温度、工艺及供电电压。根据进一步实施例，微控制器可包括下文中更充分描述的实施例中的电路布置。
现参考图式，示意性地说明特定实例实施例的细节。将由相同数字表示图式中的相同元件，且将由相同数字与不同小写字母后缀一起表示类似元件。
参考图4，所描绘为本发明的特定实例实施例的电源电压零交点检测器的示意图。混合信号装置402(例如微控制器)可包括平板装置406及零交点检测器模块410。外部高值阻抗404(例如1兆欧到2兆欧)可将平板装置406的输入节点416耦合到电源线电压(例如)120vac或240vac。预期外部高阻抗404可为一或若干电阻器、一或若干电容器、若干晶体管及/或一或若干电感器的任一组合且其在本发明的范围内，且电子电路设计领域的技术人员及受益于本发明的人员将容易地能够设计适当外部高阻抗网络。
平板装置406可包括p沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)420、n沟道mosfet422及反馈网络408。静电放电(esd)保护装置也可耦合到输入节点416用于其静电保护。反馈网络408可包括电阻器424。然而，预期反馈网络408可为一或若干电阻器、一或若干电容器、若干晶体管及/或一或若干电感器的任一组合，且其在本发明的范围内，且电子电路设计领域的技术人员及受益于本发明的人员将容易地能够设计适当反馈网络408。还预期节点416可为可经配置作为数字输出端口、数字输入端口或零交点检测器输入端口及/或其它数字及模拟功能的标准可配置数字输入-输出节点，且其在本发明的范围内。另外，此配置可存储于数字装置402的配置寄存器(图中未展示)中。
零交点检测器模块410可包括具有第一差分输入及第二差分输入以及两个单端输出的误差放大器426、耦合到误差放大器426的第一输入的电压参考428、b级控制电路412及电流模式检测器414。反馈网络408(例如电阻器424)可将输入节点416处的电压耦合到误差放大器426的第二输入。误差放大器426可包括提供相同相位的差分输入及单端双输出，且可充当电压缓冲器以控制p沟道mosfet420及n沟道mosfet422的栅极以便将输入节点416处的电压维持在实质上相同于来自电压参考428的参考电压。要求维持输入节点416处的此电压的电流量随电源线电压改变而变动。在无b级控制电路412的情况下，p沟道mosfet420及n沟道mosfet422的两个栅极电压将大致相等从而导致极高的直通电流，其中电流模式检测器414将具有做出“零交点”决定的困难得多之时间。
预期误差放大器426a可替代地包括差分输入及单输出，其中所述单输出可用第一电阻器(图中未展示)耦合到p沟道mosfet420的栅极且用第二电阻器(图中未展示)耦合到n沟道mosfet422的栅极；且其在本发明的范围内。
b级控制电路412可包括第一开关436及第二开关438。第一开关436及第二开关438可用晶体管(例如场效应晶体管)实施。当第一开关436有实质上逻辑零电平时，其将闭合(接通)，且当其处于逻辑高电平(“1”)时，其将断开(关断)。当第一开关436有逻辑低电平(“0”)时，其将闭合(接通)，且当其处于逻辑高电平(“1”)时，其将断开(关断)。当第一开关436闭合时，n沟道mosfet422将很难“关断”且当第二开关438闭合时，p沟道mosfet420将很难“关断”。当第一开关436或第二开关438中的一者或两者断开时，误差放大器426的相应输出将接着控制p沟道mosfet420及n沟道mosfet422的传导。当开关436闭合时，其将经由通过误差放大器426的控制而主导n沟道mosfet422的控制。当开关438闭合时，其将经由通过误差放大器426的控制而主导p沟道mosfe420的控制。b级控制电路412关闭非需要的驱动器晶体管，例如p沟道mosfet420或n沟道mosfet422(基于电源线电压流动的方向)，以借此极大地减少穿过p沟道mosfet420及n沟道mosfet422的从v+到v-的直通电流。这提供总功率消耗的显著减少，且有助于电流模式检测器414对电源ac波形零交点(波形方向)进行更快速且更精确的电流模式检测。
例如：当误差放大器426驱动p沟道mosfet420的栅极足够低以使其接通时，b级控制电路412将下拉n沟道mosfet422的栅极，使得其不能传导(当p沟道mosfet420将输入节点416上拉到参考电压时，不需要n沟道mosfet422，这是因为外部线电压为负)。当误差放大器426驱动n沟道mosfet422的栅极足够高以使其接通时，b级控制电路412将上拉p沟道mosfet420的栅极，使得其不能传导(当n沟道mosfet422将输入节点416下拉到参考电压时，不需要p沟道mosfet420，这是因为外部线电压为正)。由于穿过输入节点416的电流实质上减少到零，例如电源线电压接近其零交叉点，因此b级控制电路412将在非传导mosfet420或422的栅极上释放其“锁定”。进行以上操作，是因为“未锁定”(传导mosfet)的栅极有效地充当为另一mosfet栅极上的锁定的启用。随着传导栅极朝向关断(vgs～vt)移动，b级控制电路412释放其“另一”栅极的锁定。
电流模式检测器414可包括p沟道mosfet430、n沟道mosfet434及反相器432。电流模式检测器414确定上文所描述的控制电压何时摆动到两个轨道中的一者(例如v+或v-)以借此致使p沟道mosfet420或n沟道mosfet422中的一者接通且另一者关断，从而匹配外部高值阻抗404的电流流动的方向。因此，p沟道mosfet420或n沟道mosfet422的栅极的驱动信号可用作至缓冲器的n侧及p侧的输入，例如(但不限于)施密特触发器(schmitttrigger)(st)缓冲器结构。其中当电流模式检测器414的一个输入处于传导状态中时，另一输入将难以关断(归因于来自b级控制电路412的“锁定”)，接着st将在轨道间切换。
参看图5，所描绘为根据本发明的另一特定实例实施例的电源电压零交点检测器的示意图。混合信号装置502(例如微控制器)可外加接收来自反相器432的检测器输入的数字滤波器540以与上文所描述的混合信号装置402实质上相同的方式起作用。数字滤波器540可用于延迟一时间，所述时间实质上小于电源线频率的2倍的时间，例如半周期时间，但足够长以“远”离零交叉点以便有助于避免可发生于零交叉决定做出进程期间的任何不想要的模拟故障。
预期集成电路装置的节点可经配置以在集成电路装置通电时或通电后通过高值阻抗耦合到电源交流电(ac)电压，且其在本发明的范围内。还预期集成电路装置的节点在集成电路装置通电后可停用通过高值阻抗耦合到电源交流电(ac)电压，且其在本发明的范围内。进一步预期至少一个配置熔丝可用于使零交叉电路能够起作用而无需执行程序代码，且其在本发明的范围内。
虽然已通过参考本发明的实例实施例而描绘、描述且界定本发明的实施例，但此类参考不暗示对本发明的限制，且不推断此限制。可在形式及功能上对所揭示的标的物做出大幅修改、替代及等效物，如所属领域且受益于本发明的技术人员将发现。所描绘且描述的本发明的实施例仅为实例，且不穷举本发明的范围。