本发明属于微波雷达测量技术领域，具体涉及一种空间平台目标无伺服跟踪测角方法。
背景技术
对空间目标角度测量是天基空间目标探测与定位的关键。对一般的雷达，通常采用窄波束发射和接收信号，通过波束的机械扫描或电子扫描实现对探测空域的覆盖，因而雷达分时探测大视场不同位置目标的速率低。在星载条件下，雷达天线的机械扫描不仅是可靠性的薄弱环节，而且会给卫星的姿态稳定带来一定扰动。电扫相控阵天线实现复杂，高频段t/r组件效率低，体积、重量、功耗大，难于满足空间平台系统轻小型化与安装要求。
2011年韩月涛等人在《电子测量与仪器学报》第25卷第10期第842页至849页发表的“相位差矢量平均的干涉仪解模糊算法”一文中，提出了一种基于相位差矢量平均的逐次递推解模糊测角方法，该方法利用相位差矢量平均值采取逐次递推解模糊的方法进行测角。该方法降低了通道相位噪声的影响改善了测角精度，但该方法采用相位逐级递推解模糊处理，在低信噪比下解模糊错误会逐级传播。
2017年同钊等人在《空间电子技术》第6期第79页至88页发表的“基于相控阵天线的动态飞行器间高精度视线角测量方法”一文中，提出了一种基于和差波束的单脉冲比幅测角方法，该方法实现了对目标角度的动态测量。然而，该方法一方面需要增加额外的和差器以形成和差波束，多通道相控阵天线造成测角系统的体积、重量和功耗增加，不适于在对资源要求苛刻的空间平台应用；另一方面，该方法对接收信号的信噪比阈值要求高，限制了其应用范围。
技术实现要素：
有鉴于此，本发明提供了一种空间平台目标无伺服跟踪测角方法，能够克服上述缺陷，减少目标角度跟踪计算中的计算量，提高精度。
实现本发明的技术方案如下：
一种空间平台目标无伺服跟踪测角方法，包括以下步骤：
步骤1、计算目标回波信号的平均相位矢量；
步骤2、构造本地参考信号的相位矢量；
步骤3、利用步骤1的平均相位矢量和步骤2的相位矢量构造导向矢量相关函数，在设定角度范围内搜索导向矢量相关函数的最大值，其对应的角度即为单次角度测量值；
步骤4、重复步骤3，基于多次角度测量值预测目标角度；
步骤5、再次计算目标回波信号的平均相位矢量；
步骤6、利用上一次计算得到的角度跟踪值的左偏角和右偏角分别构造本地参考信号的相位矢量；所述角度跟踪值的初始值为预测得到的目标角度；
步骤7、利用左偏角构造的相位矢量和步骤5得到的平均相位矢量进行矢量相关运算得到pls(θ)，利用右偏角构造的相位矢量和步骤5得到的平均相位矢量进行矢量相关运算得到prs(θ)，利用pls(θ)和prs(θ)计算得到角误差信号θpk；
步骤8、对θpk进行环路滤波，滤波结果作为数字控制振荡器的更新控制字；数字控制振荡器的输出值为当前的角度跟踪值，数字控制振荡器的角度累加器的初始值为预测得到的目标角度。
进一步地，所述目标回波信号采用广角天线进行采集。
进一步地，步骤7中，利用pls(θ)和prs(θ)通过归一化角误差鉴别器计算得到角误差信号θpk。
有益效果
1、本发明提供的一种空间平台目标无伺服跟踪测角方法，利用角度跟踪环进行目标角度跟踪，不但能够满足近距离和远距离目标的测角精度要求，并且计算量小，具有很好的远近目标适应能力。
2、本发明采用阵列广角天线进行目标回波信号的采集，无需在空间平台安装伺服系统控制天线机械扫描，避免了传统机械扫描天线跟踪测角对空间平台的扰动。
3、与相控阵雷达跟踪测角方法相比，本发明方法有效降低了体积、重量和功耗，更适于在对资源要求苛刻的空间平台应用。
4、本发明采用归一化角误差鉴别器对测角误差进行鉴别，消除了接收机热噪声功率起伏对鉴别器输出的影响，能够提供稳定的鉴别增益，提高了跟踪环路的稳定性。
附图说明
图1为本发明角跟踪环路结构框图。
图2为本发明近场目标回波模型示意图。
图3为本发明角跟踪环路一阶滤波器的数字实现。
图4为本地跟踪角nco结构框图。
具体实施方式
下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。
本发明提供了一种空间平台目标无伺服跟踪测角方法，该方法首先利用角度搜索算法完成大视场角度初值估计，之后利用角度跟踪环进行目标角度跟踪，下面参照附图和实施例，对本发明作进一步详细说明：
在本发明方法实施之前，根据目标可能出现的角度范围，设计选择广角(大视场)天线单元，并完成天线阵列的构型设计，天线阵列的构型无特定要求，该天线阵列可直接固定安装于空间平台，用于对空间目标回波或辐射无线信号的接收。
步骤1、计算远场或近场目标回波信号的平均相位矢量；
不失一般性考虑m维线阵，目标的入射角为θ，利用阵列接收信号载波相位差的n个测量值，构造n个相位矢量as(θ,n)：
式(1)中，φm,n(θ)＝πhmsinθ+δφm,n表示线接收阵第m个测量通道第n个观测样本载波相位差测量值；hm＝2dm/λ为第m个测量通道基线长度dm与载波信号半波长λ/2的比值；δφm,n表示第m个测量通道第n个观测样本载波相位的测量误差。
计算n个相位矢量as(θ,n)的平均值
步骤2、构造本地参考信号的相位矢量；
对于远场目标：以宽步长在角度[-90°,90°]范围等间距划分2p个搜索格点，依据天线阵列流型，根据每一格点角度θi(i＝1,2,…,2p)对应的参考信号载波相位差矢量[φ1(θi),φ2(θi),…,φm(θi)]t＝[πh1sinθi,πh2sinθi,…,πhmsinθi]t(i＝1,2,…,2p)，构造出本地参考信号载波相位差的导向矢量a(θi)：
对于近场目标：如图2所示为近场目标回波模型，以宽步长在角度范围[-90°,90°]等间距划分2p个搜索格点，依据天线阵列流型，根据每一格点角度θi(i＝1,2,…,2p)计算目标s到各个通道的距离
式(4)中，
对应的基于距离辅助的参考信号载波相位差矢量为
式(5)中，
步骤3、利用步骤1的平均相位矢量和步骤2的相位矢量构造导向矢量相关函数，在设定角度范围内搜索导向矢量相关函数的最大值，其对应的角度即为单次角度测量值；
定义并计算
遍历[-90°,90°]范围内2p个格点，计算c(θi)的值并搜索极大值点，极大值点对应的θi即为单次角度测量值
argmax(·)表示使括号内的表达式达到最大值时的变量的取值。
步骤4、重复步骤3，基于多次角度测量值预测目标角度；
重复步骤3累计2k次，得到2k个角度测量值
sort(·)表示排序；
计算
计算
判断ε的大小，如果ε≤ξ(ξ为初始值预置门限)，则角度测量初始值即为
如果ε>ξ，则认为
步骤5、再次计算远场或近场目标回波信号的平均相位矢量；
在完成角度初始值的预测后，将预测值预置给角跟踪环路，作为跟踪环路本地角跟踪值的初始值，之后角跟踪环路通过本地角跟踪值，实现对目标入射角度的精确实时跟踪。附图1给出了角跟踪环路的基本组成，跟踪环路包括接收信号相位矢量累加器、角误差鉴别器、环路滤波器和本地角再生相位矢量重构单元、本地跟踪角nco。
计算各个天线阵列接收通道之间的n′个时刻相位差的平均值；
式(13)中，φm,n′(θ)表示以天线第一通道为参考，第n′时刻第m通道的相位差测量值，m＝1,…,m表示天线通道序号，n′＝1,…,n′。
利用式(13)中的相位差积累结果
步骤6、利用上一次计算得到的角度跟踪值的左偏角和右偏角分别构造远场或近场本地参考信号的相位矢量；所述角度跟踪值的初始值为预测得到的目标角度；
角跟踪环提取当前的角度跟踪值作为入射角的估计值
式(15)中，
利用式(15)进行远场的本地相位导向矢量重构，得到
根据角跟踪结果，分别构造中心角
式(17)中，
对于近场的目标本地参考信号的相位矢量：以第一通道为参考，得到基于距离辅助的本地相位差值，利用式(4)进行本地相位复矢量重构，得到
根据角跟踪结果，分别构造中心角
式(19)中，
步骤7、利用左偏角构造的相位矢量和步骤5得到的平均相位矢量进行矢量相关运算得到pls(θ)，利用右偏角构造的相位矢量和步骤5得到的平均相位矢量进行矢量相关运算得到prs(θ)，利用pls(θ)和prs(θ)计算得到角误差信号θpk；
构造合适的代价函数，分别计算出
相位矢量相关值最大准则
角误差鉴别器的输入为pps(θ)、pls(θ)、prs(θ)，输出为角误差信号θpk。
步骤8、对θpk进行环路滤波，滤波结果作为数字控制振荡器的更新控制字；数字控制振荡器的输出值为当前的角度跟踪值，数字控制振荡器的角度累加器的初始值为预测得到的目标角度。
环路滤波器的作用是滤除角误差信号θpk中的高频谐波分量与相位噪声分量，滤波器的阶数和带宽决定了其对目标角度的动态响应与噪声性能。不失一般性，本发明采用一阶环路滤波器进行角度误差滤波，见附图3。
一阶数字角跟踪环滤波器在z域的离散传递函数f(z)为
式中，ωn为角跟踪环路滤波器的自然角频率ωn＝2bl/(ξ+0.25/ξ)，bl为环路带宽，ξ为环路阻尼系数。
根据式(22)，得到对应角跟踪环路滤波器的时域表达式为
式(23)中，t为环路更新时间；k＝kdkv为角跟踪环路总增益，kd为角误差鉴别器增益，kv＝1为本地跟踪角再生nco的增益；y(n)为环路滤波器的输出，该值作为本地跟踪角再生nco的更新控制字。
本地跟踪角再生nco模块由角控制字转化单元、角控制字寄存器和角度累加器组成，如附图4所示，工作过程如下：开始时，根据步骤4预测得到的角度初始值来预置角度累加器的初值；之后，将环路滤波器的输出量转化成更新控制字，角度累加器以更新控制字为步长作累加运算，得到角度跟踪值。
综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。