具有监控同类发射信号序列频率位置的功能的雷达系统的制作方法
本发明涉及一种用于机动车辆中驾驶员辅助系统的雷达系统。雷达系统具有用于通过同类发射信号序列对频率位置进行分析和监控的、根据本发明所述装置和方法。如果频率位置曲线严重偏离发射信号序列的额定曲线，则要么采用校正措施，要么部分或完全禁用驾驶辅助系统。
背景技术：
越来越多的机动车辆配备了驾驶员辅助系统，这类系统借助传感器系统检测周围环境，并从由此识别的交通情形中启动车辆的自动反应和/或对驾驶员做出提示、尤其是提出警告。在此，人们将系统功能分为舒适性功能和安全性功能。
目前，作为舒适性功能，fsra(全速范围自适应巡航控制)起着最重要的作用。只要交通情形允许，车辆将固有速度调节到驾驶员预先设置的期望速度，否则将自动调整固有速度以适应实际交通情形。
安全功能目前有多种形式。其中一组构成了紧急情况下用于缩短制动或停车距离的功能；有多种多样相应的驾驶员辅助功能，从用于减少制动等待时间(预充注)的制动装置自动预充注、经改进的制动辅助系统(bas+)，直至自主紧急制动。另一组是变道功能：如果驾驶员想要进行危险变道时，也就是当旁边车道上一车辆处于死角(被称为bsd—“盲点探测系统”)或快速从后方接近时(lca—“变道辅助系统”)，该功能警告驾驶员或对转向进行干预。
然而，在可预见的未来，不仅向驾驶员提供辅助功能，而且驾驶员的任务将越来越多地由车辆本身自主完成，即驾驶员越来越多地被替代；即人们所说的自主驾驶。
上述类型的系统会使用雷达传感器，通常还与例如摄像机传感器等其他技术的传感器结合使用。雷达传感器的优点是，即使在不良天气条件下也能可靠工作，并且除了与目标的间距外，还可通过多普勒效应直接测量其径向相对速度。在此，作为发射频率使用的是24ghz、77ghz和79ghz。
因为不断增加的功能范围以及此类系统的干预，对传感器在可靠性方面的要求变得越来越高。雷达图像必须符合实际情况，即目标参数，尤其是距离、相对速度和角度必须正确，不得漏看目标并不得报告在实际情况中完全不存在的所谓幻象目标。
雷达传感器的核心要素是发射频率的调制，以便能测量距离和相对速度。在此，最通用的调制方式是频率调制，尤其是频率的线性变化，其中，常使用同类线性调制发射信号序列。由于个别发射信号的错误频率位置(例如中心频率)(例如由于个别开关部件或原则上频率不稳定或频率漂移造成的失灵或功能故障)，可能出现上述错误，即错误测量的目标参数、未检测到目标以及幻象目标。由此，通过雷达系统执行的驾驶员辅助系统可能出现错误的运作模式；在紧急制动辅助功能中，例如可能由于幻象目标而非法激活紧急制动功能，因此可能导致有严重后果，甚至造成人员死亡的后车追尾撞车事故。
在de102016214808中介绍了一种基于周期计数器通过同类发射信号序列对频率位置曲线进行分析的装置和方法，该周期计数器在每个发射信号开始时被初始化(即非自运行)并在每个发射信号结束时读取其数值。如果频率位置曲线超出发射信号，严重偏离额定曲线，则或采取校正措施，或部分或完全禁用驾驶辅助系统。对文中所提出的方法应考虑到，在较高频率下计数器很难实现或实现的耗费很高(尤其是时间上准确的读取)并且计数器的功率消耗很高(也由于相对较长的计数器长度)。为降低计数器频率，可前置分频器或混频器。但前置的分配器有一缺点，即频率分析的精度随着分频系数的增加而降低；前置的混频器需要生成高频范围内的另一信号，因此耗费显著增加。
技术实现要素：
本发明的任务是，为雷达系统提出通过同类发射信号序列对频率位置进行分析的装置和方法，这些装置和方法与de102016214808中所述方法不同，并通过技术边沿条件以及实施技术方面更为有益。尤其是提出可使用较大分频系数工作或计数器无需重新初始化的方法。
该任务原则上是借助一种根据权利要求1至14所述的方法或雷达系统解决的。
本发明的优势源自这样一种事实，即可实现对雷达系统频率位置的监控，以便在频率位置曲线与额定曲线存在严重偏差时，能采用校正措施或部分或完全禁用驾驶辅助系统，由此避免驾驶辅助系统的功能故障。
根据本发明所述，用于检测机动车辆周围环境并实现驾驶员辅助功能和/或自主驾驶操作的雷达系统的方法具有下列步骤，借助能控制或能调节的振荡器生成一频率调制；生成在发射频率中经调制的发射信号序列k0(k0>1)，这些发射信号分别具有相同的额定频率曲线，必要时频率位置的变化，尤其是初始频率以及同样重要的中心频率的变化除外)；借助发射装置辐射发射信号；借助接收装置接收在目标处反射的发射信号；分析发射信号的频率位置，并借助信号处理装置分析评估所接收的信号，尤其是用于目标检测，其中，确定超越k0发射信号所产生频率位置的实际曲线，尤其是发射信号起始频率、中心频率或中频的实际曲线，或其例如由于频率不稳定或频率漂移作用造成与额定曲线的绝对或相对偏差，不确定的恒定部分除外，其中，每个发射信号均使用一个时间离散的信号，该时间离散的信号分别包含关于发射信号频率曲线的信息，并优选分别通过采样模拟信号或通过读取规定时间点的自运行计数器的方式生成，该时间离散的信号通过发射信号k0在其相位和/或初始值位置方面是非标准的，并在分析评估此时间离散的信号过程中明确进行标准化或隐含消去其相位的位置和/或其初始值的影响，并根据由此计算出的实际曲线和/或由此计算出的实际曲线与频率位置额定曲线和/或由此推导出的质量标准之间的偏差，对振荡器控制进行校正和/或对所接收的信号的分析评估进行校正和/或对驾驶辅助功能和/或自主驾驶操作进行调整匹配，甚至禁用这些功能。
此外，用于雷达系统的方法优选设置用于，为了分析，使用一相对于发射信号通过分频降低系数t>1和/或通过混频降低频率的信号，这些通过发射信号得出的低频信号必要时在滤波后进行采样，通过发射信号得出的已被采样的信号必要时再进一步滤波后分别在一个或多个时间段内为每个发射信号确定一个复值，尤其是这可将各相应时间段的采样值至少以近似的方式校正预期的、根据发射信号的额定频率曲线得出的相位前移，并将累加这些经相位校正的每个时间段的采样值，其中，关于发射信号k0的单一或多个时间段优选至少具有近似相同的位置，并借助已确定的复值描述关于发射信号k0的频率位置实际曲线或其与额定曲线的偏差，尤其是基于这些值的相位位置，因此在以下内容中，这些值也被称为相位特征值。
在采样信号是实值并在所考虑的时间段内，至少以近似方式转换成其分析信号，即仅有正或负频率分量的复值信号，其中，为此优选使用零点位于该频率调制信号段各相应中心频率正频或负频附近的一级希尔伯特滤波器。
在一有益的设计方案中，在用于雷达系统的方法中可通过希尔伯特滤波器以及相应时间段相位校正采样值的累加，实现采样值和优选预先计算的参数矢量之间的标积。
在用于雷达系统的方法中，为将相位特征值配对，可优选分别构成其相位差，其中，每个值对的两个数值分别属于有关发射信号同类位置的时间段，并至少在两个时间段之间分别以近似的方式具有相同的时间间隔和相同的频率曲线，并从这些相位差或其变化中确定频率位置变化信号的绝对或相对曲线，不确定的恒定部分除外。
此外，在用于雷达系统的方法中，相位特征值的值对可优选分别由相同的发射信号构成，其中，一个数值优选由发射信号前部区域一时间段构成，第二个数值由发射信号后部区域一时间段构成。
在本发明另一设计方案中，在用于雷达系统的方法中，相位特征值的值对分别由不同的发射信号构成，例如由连续的发射信号构成，其中，两个数值属于发射信号同类位置的时间段。
在一有益的设计方案中，在用于雷达系统的方法中，可对已辐射的发射信号频率进行线性调制，由于发射信号在目标处的反射而接收到的信号通过与频率与当前发射频率一致或相差恒定系数的信号进行混频，转换到低频范围，在等距采样区中对低频接收信号进行na次采样，通过这些na个采样值分别构成第一频谱分析，尤其是以离散傅里叶变换的形式进行频谱分析，以便能实现目标的距离测量以及多个目标同时检测的分离，并在第一频谱分析的频率控制点上尤其在使用离散傅里叶变换的情况下分别进行第二频谱分析，第二个频谱分析涵盖k0发射信号期间出现在相应频率控制点上的数值的全部或一个子集，用以实现目标相对速度的测量以及多个目标同时检测的分离。
在用于雷达系统的方法中，可优选从超出k0发射信号的特定实际频率位置中确定距离为r且相对速度为零的目标的第二个频谱分析的预期频谱，由此得出的频谱或其数值直接用于推导质量标准和/或从频谱与额定频率位置时距离为r且相对速度为零的一个目标的预期频谱的偏差中推导出质量标准，其中，两个频谱分析使用相同的窗口函数，并且得出的用于比较频谱涉及相同电平。
此外，在用于雷达系统的方法中，可优选从质量标准中推导出，检测是否是由于超出k0发射信号的实际频率位置与其他检测到目标的额定频率位置的偏差而产生的，并且必要时可完全拒绝这类检测或将其标记为潜在的虚假检测。
在一有益的设计方案中，在用于雷达系统的方法中，频率位置额定曲线和实际曲线之差可进行回归，并可将补偿函数的参数和/或偏差，尤其是实际曲线和补偿函数之间的标准方差用作质量标准。
在用于雷达系统的方法中，可优选频率位置实际曲线与额定曲线之间的偏差直接或在执行回归后通过乘以一复单位矢量在第一次和第二次频谱分析之间进行校正，其中，复单位矢量的相位与这种偏差成正比以及与第一次频谱分析的各相应频率控制点的频率成正比。
此外，在用于雷达系统的方法中，可优选确定发射信号的中心频率或其与额定中心频率的偏差，并将其用于计算目标相对速度和/或角位置。
根据本发明所述，雷达系统设置一种用于执行根据上述优选设计方案中任一设计方案所述的方法。
附图说明
图1中介绍了一种雷达系统的范例性实施方式。
图2展示了发射信号和接收信号的频率。该频率由所谓的频率斜坡构成，并且所用各相应天线组合由发射天线和接收天线构成。
图3展示在第一次dft(离散傅里叶变换)(左)前以及在第一次dft(离散傅里叶变换)后(右)有两个目标时的采样信号。
图4中展示其中正好有一目标的距离门4中通过频率斜坡旋转的频谱复值。
图5以示意图的方式展示用于一种天线组合m的第二个dft(离散傅里叶变换)后的二维复值频谱e(j、l、m)。
图6展示单一天线与一相距较远并在方位角αaz<0时与传感器相对静止的目标之间不同的行程长度。
图7a展示一种有一个发射天线和8个接收天线的天线装置，这种天线装置与图1中带有2个发射天线和4个接收天线的天线装置等效；在图7b中，展示单一天线和相距较远并与传感器相对静止的目标之间这种等效装置不同的行程长度。
图8a展示在距离相对速度门(9.0)中通过天线组合旋转的上述天线装置的频谱复值，在相对速度门中恰好有一目标存在(与传感器相对静止)；在图8b中按量展示在第三次dft(离散傅里叶变换)后的相关频谱。
图9以示意图方式展示在三维dft(离散傅里叶变换)前(左)的数据排列和三维离散傅里叶变换后(右)的三维复值频谱w(j、l、n)。
图10展示分频减去系数t＝2048的振荡器信号的一截面(实线曲线)、滤波后得出的正弦信号(虚线曲线)及其在采样后得出的数值(用点表示)。
图11展示实际曲线的频率位置偏差δfe(k，0)，该实际曲线相对于频率位置的额定曲线是弯曲的并还有一周期性干扰。
图12a用对数表述(也就是db)展示实际频率位置的速度范围值v(99，l，0)(实线)以及频率位置额定曲线中，对具有相同距离r＝99米和相同振幅的目标得出的速度范围值(虚线曲线)；在图12b中描述这两种速度范围的相对差值。
具体实施方式
针对图1中大略示出的雷达系统的范例性设计方案。雷达系统有2个用于辐射发射信号的发射天线tx0和tx1以及4个用于接收在目标上反射的发射信号的接收天线rx0到rx3；天线位于采用平面技术的平面电路板1.1上，以贴片天线的形式设置构成，其中，该电路板在车内水平和垂直方向上的定向如图所示。所有天线(发射天线和接收天线)在仰角和方位角上分别具有相同的波束特性。4个接收天线(以及其相位中心，即辐射中心)相互之间分别具有相同的横向距离，即彼此水平距离d＝λ/2＝6.2毫米，其中，λ＝c/24.15ghz＝12.4毫米是已辐射出信号的平均波长；两个发射天线彼此之间的水平距离是这个横向距离的4倍，即4d＝2λ。
可分别通过多路复用器1.3和1.4选择两个发射天线中的一个和4个接收天线中的一个。
相应选择的发射天线上辐射出的发射信号从24ghz范围内的高频振荡器1.2中获得，振荡器可通过控制电压v控制改变其频率。控制电压在控制装置1.9中生成，其中，这些控制装置例如包含一锁相回路或一数模转换器。这些控制装置的控制方法是，使振荡器的频率曲线至少与所需频率调制近似相符。为分析振荡器频率，在线路方块图1.11中(通过分频和/或混频)降低振荡器频率，并在线路方块图1.12中对得出的信号进行数字化—在进行数字化时，考虑两种不同的方法，一种是数模转换器，另一种是计数器；在数字信号处理单元1.10中对有关振荡器频率的数字信息进行分析评估。
被分别相应选定的接收天线接收到的信号在实值混频器1.5中也与振荡器1.2的信号一起被混频到低频范围内。随后，接收信号经过具有所示传输函数的带通滤波器1.6、放大器1.7和数模转换器1.8；接着在数字信号处理单元1.10中对其进一步处理。
为能测量与目标的距离，如图2所示，高频振荡器的频率以及发射信号的频率很快地线性变化(在8μs内变化187.5mhz，其中，中心频率为24.15ghz)；这就是所谓的频率斜坡。频率斜坡(每10μs)周期性重复；总共有2048个频率斜坡，它们全部有相同的额定频率曲线。通过频率斜坡，由2个发射天线和4个接收天线构成的8个组合按tx0/rx0、tx0/rx1、tx0/rx2、tx0/rx3、tx1/rx0、tx1/rx1、tx1/rx2和tx1/rx3的顺序周期性重复，其中，在每个频率斜坡前选择相应的下一组合。在图2中，k是每个天线组合的2048/8＝256个频率斜坡的控制变量，m＝4·mtx+mrx是8个天线组合txmtx/rxmrx的控制变量。
单个点状目标的接收信号在混频后、在每个频率斜坡以及8个天线组合中每个组合的数模转换器上是一正弦状振动；这可借助图2进行如下解释：如果目标相对于雷达系统的径向相对速度为零，则所发射信号和所接收信号之间的频率差δf是恒定的，并与信号传播时间δt成正比，并由此与径向距离r＝c·δt/2成正比，其中，c是光速，并且系数1/2考虑了与波的来回有关的传播时间δt；在上述δf＝2r/c·187.5mhz/8μs＝r·156.250khz/米的解释中得出频率差δf。由于接收到的信号用振荡器与发射频率进行实值混频，因此在混频器后得出具有频率δf的正弦状振动。该频率在mhz范围内，并在非零的径向相对速度中进行多普勒频率变位，但多普勒频率仅在khz范围内，因此相对于目标距离所产生的频率部分几乎可忽略不计。如有多个目标，则接收信号是不同频率的多个正弦状振动的叠加。
在每个频率斜坡期间，分别以25ns的间距(即以40mhz的频率)采样数模转换器上的接收信号256次(参见图2)，其中，始终在相对于斜坡开始时相同的时间点开始采样。从图2中可见，只有在目标的接收信号到达感兴趣距离范围中的时间范围内进行信号采样才有意义—即在斜坡开始后，必须至少等待与最大感兴趣距离相对应的传播时间(当最大感兴趣距离为99米时，这个时间相当于0.66μs)过去；应注意，此处和下文中的距离始终指径向距离。
然后通过每个频率斜坡的256个采样值以快速傅里叶变换(fft＝快速傅里叶变换)的形式构成离散傅里叶变换(dft)。由此，可将导致不同频率的不同距离中的目标分开(参见图3；有两个目标时，dft(离散傅里叶变换)前左侧信号s(i，k，m)，dft(离散傅里叶变换)结果的右侧数值|e(j，k，m)|；在此，k是每个天线组合频率斜坡的控制变量，m是8个天线组合txmtx/rxmrx的控制变量)。dft(离散傅里叶变换)的每个离散频率控制点j与一距离r相对应，因此，与脉冲雷达类似，也可被称为距离门；在上述解释中，距离门恰好只有一个距离以及一个一米的宽度δr(从δr·156.250khz/米＝1/(6.4μs)中得出)。在目标所在距离门中，在dft(离散傅里叶变换)中出现功率峰值。由于已采样的接收信号是实值(由于是对称的，在dft(离散傅里叶变换)的上半部分中没有额外信息)，并且图1所示的模拟带通滤波器1.6的上部过渡区的频率带宽为8.75mhz(相当于56个频率控制点的范围)，只能进一步处理256个离散频率控制点中的100个(应注意，无法实现任意窄的滤波器过渡区)。滤波器1.6抑制小频率，并由此抑制近距离目标的接收信号，以避免放大器1.7和数模转换器1.8的过调制(在天线上所接收的信号随目标距离的缩短而变强)。
通过256个频率斜坡(k＝0，1，......，255)，在8个天线组合中每个组合m(m＝0，1，......，7)针对每个距离门j(即100个已考虑频率控制点的每个频率控制点)生成频谱复值e(j，k，m)。如果在与一距离门相对应的距离中恰好有一目标，则该距离门j中的频谱复值通过8个天线组合中每一组合m＝0，1，......，7的256个频率斜坡以多普勒频率旋转，因为距离(毫米范围内或更小)以及相关振动的相位位置随频率变化以相同形状变化(参见图4；那里所示出的每个频率斜坡的45度相位变化对应目标的距离减少λ/(8·2)＝0.78毫米，其中，波长为λ＝c/24.15ghz＝12.4毫米，并且分母中的系数2考虑了波的来回，由此得出径向相对速度v相对速度＝0.78毫米/80μs＝35公里/小时；径向相对速度前面的正号被定义为远离)。分离同一距离门中具有不同径向相对速度的多个目标的方法是，对每个天线组合以及每个距离门通过在256个频率斜坡中产生的频谱复值计算一第二个dft(离散傅里叶变换)。所述第二个dft(离散傅里叶变换)的每个离散频率控制点l与一组多普勒频率(由于多普勒频率的采样，其最多只能被确定为采样频率的一个未知整数倍)以及目标的一组径向相对速度v相对速度相对应，因此第二个dft(离散傅里叶变换)的离散频率控制点也可被称为相对速度门；对径向相对速度，为了语言简化，从这里起省略了附加的“径向”。相对速度的单值性范围从2·v相对速度，eb·80μs＝12.4毫米得出v相对速度，eb＝280公里/小时。由此，给相对速度门l分配了相对速度v相对速度＝(l/256+p)·280公里/小时，其中p为整数。
第二个dft(离散傅里叶变换)不仅用于确定相对速度，而且还通过其积分提高检测灵敏度—在256个频率斜坡上提高约10·log10(256)＝24db。
根据相对速度的该第二个dft(离散傅里叶变换)，对于每个天线组合m得出一个二维复值频谱v(j，l，m)，其中，单个单元可被称为距离相对速度门，并通过目标在各相应距离相对速度门上出现功率峰值(参见图5)。
最后，合并8个天线组合的信息。来自两个发射天线并在单个点状目标上反射的波根据方位角αaz以彼此不同的相位位置到达4个接收天线，因为目标和发射天线及接收天线之间的距离略有不同。现对此进行详细说明，其中，所考虑目标首先要相对于传感器是静止的，即其相对速度为零。在图6中，示出在垂直投射时，方位角αaz<0(正αaz表示电路板平面焊接表面的右侧)以及仰角αel＝0(在与电路板平面水平的焊接表面中)时，天线的相位中心以及到一距离较远，并相对于传感器静止的目标的辐射行程；所述目标距离很远，以至于可将辐射行程假设为平行，即目标处于天线装置的远场内。从发射天线txmtx到目标，并返回到接收天线rxmrx的天线组合m＝4·mtx+mrx的行程长度r(m)的计算方法为
r(m)＝2·rrp+sin(-αaz)·(a+mtx·4d+a+d/2+mrx·d)＝2·rrp+sin(-αaz)·(2a+d/2+m·d)，
其中，rrp是从天线电路板上一参考点rp到目标的行程长度，a是参考点和发射天线tx0之间的一水平距离。从该关系式中可见，距离随天线组合的编号m线性变化。参数(2a+d/2+m·d)表示天线组合m所谓相对相位中心到参考点rp的水平距离，并是相关发射天线和接收天线到参考点的水平距离之和(一发射天线和一接收天线组合的相对相位中心在此定义为从一参考点到发射天线和接收天线相位中心的两个矢量的总和)。
天线组合m＝0，1，......，7和天线组合m＝0的接收波之间的相位差
并且该相位差也随着天线组合的编号m线性变化。不同天线组合接收到信号的振幅是恒定的，因为所有天线具有相同的波束特性，对电平分析而言，天线到远距离目标的距离仅有可忽略不计的极小不同。
如直接可见，在图7a中所示出的具有图7b所示垂直投射的天线装置，其行程长度r(m)以及相位差
通过8个天线组合m随方位角增大或减小的相位差
到目前为止，在确定方位角时，假设目标的相对速度为零。如果不是这种情况，则在时间上分别错开40μs激活的两套发射天线的接收信号之间的相位还应与以下假设为恒定的相对速度成正比变化，因为在该时间段内距离分别变化很小。由于每第三个dft(离散傅里叶变换)属于距离相对速度门，并由此属于一特定的相对速度，因此可在第三个dft(离散傅里叶变换)前或后，对通过8个天线组合由相对速度生成的线性相位变化进行补偿。在dft(离散傅里叶变换)前进行一补偿时，必须移动复数输入值的相位，在dft(离散傅里叶变换)后进行补偿时，必须移动属于输出值的离散频率值n。由于上面所述的相对速度模糊性，根据所使用的模糊相对速度假设，这种补偿将导致不同的方位角。
在这用于方位角的第三个dft(离散傅里叶变换)后(包括相对速度生成的天线组合线性相位变化补偿)，得出一个三维复值频谱w(j，l，n)，其中，单一单元可被称为距离相对速度角度门，并通过目标，在各相应距离相对速度角度门上出现功率峰值(参见图9；左侧是三维dft(离散傅里叶变换)前的数据排列，右侧是三维dft(离散傅里叶变换)后的数据排列)。
通过确定功率峰值，可检测目标参数并计算出其距离和相对速度等参数(可能的模糊性除外，参见上文)以及方位角(与相对速度各模糊性假设都相应有一数值，参见图9)。由于由dft(离散傅里叶变换)窗口引起的功率峰值在相邻单元中也有电平，因此，通过取决于该电平的插补，可以比门宽度精确得多的方式确定目标参数。应注意的是，在选择三个dft(离散傅里叶变换)窗口函数时，应确保一方面功率峰值不会过宽(用于目标的充分分离)，但另一方面窗口频谱的旁波瓣不会过高(目的是在有强反射目标时，仍能识别弱反射目标)。根据功率峰值的高度，可作为第四个目标参数对其反射横截面积进行估计，该横截面积说明了目标反射雷达波的强度。由于每个系统中现有的噪声(例如因热导致的噪声)，在三维dft(离散傅里叶变换)后，即使没有接收到目标反射，仍会产生一定的功率水平；这种在一定程度上由于统计效应而变化的噪声水平表示检测能力的物理下限。在检测阈值上方，由目标功率峰值构成的检测阈值比平均噪声大约高12db。
到目前为止，主要观察的是具有恒定径向相对速度和没有横向运动的点状目标(即在宽度和长度上都不会延伸)。三维傅里叶变换后的功率峰值是“尖锐的”；其形状与窗口函数向速度、距离和角度这三个目标参数位置移动的三维离散傅里叶变换相符—根据各相应速度、距离和角度中任一维度，功率峰值的形状是各相应窗口函数向各相应目标参数移动的一维离散傅里叶变换。不适用于上述条件的目标，在三维傅里叶变换后具有“模糊”功率峰值。
所述目标的检测以及所属相关目标参数的确定表示一测量周期，并提供周围环境的一实时图像；该过程约每40毫秒周期性重复一次。为评估周围环境情形，还会对实时图像进行超越周期的依次连续跟踪、过滤和分析评估；其原因尤其是：
·有些参数无法直接在一个周期中确定，而只能从依次连续的周期性变化中确定(例如纵向加速度和横向速度)，
·目标运动可能经过多个周期变得合理，从而得出更稳定和更可靠的周围环境描述；由此，例如经依次连续的周期得出的(径向)距离变化必须与测量得到的(径向)相对速度相匹配，这得出了冗余并由此在周围环境描述中得出附加的可靠性，
·通过多个周期的时间过滤减少测量噪声。
通过依次连续周期对目标检测的跟踪和过滤也被称为跟踪。在此，对每个目标，从当前周期的跟踪目标参数中预测下一周期的数值。将这些预测与下一周期中以瞬间摄影形式检测到的目标及其目标参数进行比较，以便将它们适当地分配给彼此。然后将属于同一目标的预测和测量到的目标参数进行合并，由此得出当前被跟踪的目标参数，该目标参数由此代表在依次连续周期中已过滤的数值。如果在一个周期中无法明确确定特定的目标参数，则必须在跟踪时考虑不同的假设。从被跟踪目标和所属相关被跟踪目标参数，分析和解释各相应驾驶员辅助系统的周围环境情形，以便由此启动相应行动。
上述内容已解释了，具有恒定径向相对速度以及没有横向运动的点状目标在三维傅里叶变换后得出“尖锐”的功率峰值，其形状与窗口函数向速度、距离和角度三个目标参数的位置移动的三维离散傅里叶变换相符—在此，关于速度、距离和角度中的任何一个相应维度，功率峰值的形状是各相应窗口函数向各相应目标参数移动的一维离散傅里叶变换。然而，这仅适用于一种理想电路，尤其是理想的天线和一种理想的频率调制。在现实中，频率调制是不可能完美的，例如由于如热噪声或热或电瞬态效应等物理噪声效应，或由于数字电路中的有限精确度以及量化引起的数模转换(例如用于直接生成振荡器控制电压或用于pll(锁相回路)的调节设定，即所谓pll(锁相回路)的数模转换器的有限分辨率)。除了这类非理想电路产生的原理原因导致的偏差外，由于单一电路部件失灵或功能故障而导致在频率调制中出现明显更大的偏差。
以下仅考虑通过发射信号序列导致与额定预定值有偏差的频率位置的频率调制偏差，其中，发射信号的频率位置尤其通过其中心频率加以标记。也就是不考虑频率调制的线性偏差(即发射信号内发射频率实际曲线与带有额定斜率的一线性回归的偏差)，而是考虑频率斜坡是否或如何彼此偏移；一这类偏移可能是由例如通过供电电压中的低频干扰等缓慢的频率变化引起的。
这类包含错误的频率位置(例如在恒定额定中心频率下变化的中心频率)导致即使是点状目标，在相对速度这一维度中的功率峰值也会变得模糊或分解，这可能导致错误测量相对速度、较大目标遮挡较小目标以及生成幻象目标。由此，通过雷达系统执行的驾驶员辅助系统可能出现错误的工作方式；在紧急制动辅助中，例如可能由于幻象目标而非法激活紧急制动功能，从而可能导致会有严重后果，甚至造成人员死亡的后车追尾撞车事故。
因此，重要的是，持续监控频率位置的质量，并在必要时校正出现的偏差或禁用驾驶员辅助功能。
为实现对频率位置的监控，现在首先考虑的情况是：图1线路方块图1.11中的振荡器信号通过分频在频率上降低系数t＝2048，然后在线路方块图1.12中通过一实值模数转换以采样频率fa＝40mhz进行数字化。
在经系数t＝2048的分频后，得出一频率在(24.15ghz±187.5/2)/2048＝11.8mhz±45.8khz范围内的信号—只要振荡器频率以恒定的线性斜率和恒定频率位置(即恒定的初始频率和中心频率)与图1所示的额定曲线相符，经分频后信号的频率在每个频率斜坡处，从下限值到上限值线性变化，即围绕91.6khz变化；如果频率斜坡的开始时间点分别被相应定义为t＝0，则在8个天线组合(m＝0，1，......，7)中每个组合的k＝256个频率斜坡(k＝0，1，......，k-1)的每个频率斜坡过程中，已分频的频率适用的规则是：
ft(t，k，m)＝ftm+bt·(t-4μs)＝fts+bt·t，0≤t≤8μs
包括ftm＝11.8mhz，fts＝11.75mhz以及bt＝91.6khz/8μs。
典型情况下，分频器的输出信号具有矩形曲线；图10中展示一截面(实线曲线)。为实现正弦状曲线，该信号用低通滤波器滤波，该低通滤波器抑制矩形信号的所有谐波(谐波是各相应基频的奇数倍，即3·11.8mhz＝35.4mhz，5·11.8mhz＝59mhz，......左右)；为此，可在此使用典型的反混叠低通滤波器，其极限频率为采样频率的一半，即20mhz。在图10中还展示随后得出的正弦状信号(虚线曲线)。通过经分频的频率ft(t，k，m)的积分得出该正弦状信号st(t，k，m)的相位曲线
包括
其中，
在采样25纳秒采样区(采样频率fa＝40mhz)内的正弦状信号st(t，k，m)后，同样得出在图10中所记录的数值；对已采样信号sta(n，k，m)适用的是：
在数字信号处理单元1.10中，通过数字化形式对所有这些k0＝2048信号(每个频率斜坡一个)进一步处理，以便从中确定频率位置的质量，这在以下内容中阐述。
所采样的分频信号sta(n，k，m)的上述关系说明的是理想情况，即频率的实际曲线与带有恒定频率位置的线性额定曲线相符，并信号未叠加噪声，但这在实际情况中是不可能的。除了在此未被考虑的系统线性偏差外，尤其是还可能出现频率位置的偏差以及初始频率或中心频率的偏差，这些偏差会随着频率斜坡而变化(例如通过热瞬态效应或供电电源的干扰而导致)；在频率斜坡期间，作为简化可认为该偏差δfe(k，m)是恒定的。在已被采样的分频信号中，这意味着减小了一个分频器系数t＝2048的偏差
δfet(k，m)＝δfe(k，m)/t，
该偏差在频率斜坡期间是恒定的，但会随着不同的斜坡而变化。此外，实际信号sta(n，k，m)也带有例如由于振荡器相位噪声以及模数转换时的量化效应而形成的一个噪声分量r(n，k，m)。总的得出实际信号sta(n，k，m)为：
其中，0≤n≤8μs·fa，即0≤n≤320。
为了确定频率偏差δfet(k，m)，可将实际信号sta(n，k，m)的相位特性曲线与预期相位特性曲线的额定频率曲线相比较。为此，首先将实值信号sta(n，k，m)转换为其相应的复值信号，即转换为其分析信号stac(n，k，m)：
其中，rc(n，k，m)是噪声r(n，k，m)的分析信号，并振幅比振幅为as的信号的有效分量要小很多；i指的是虚数单位。通过以所谓理想的希尔伯特滤波器的复值滤波形成一分析信号，这种滤波器抑制所有负频率并让带有恒定传输系数为1的所有正频率通过。在实际滤波器中，无法在锁定负频率和通过正频率之间实现无限窄的过渡区域。但这在当前信号stac(n，k，m)中也是不需要的，因为仅在一个±ftm＝±11.8mhz的狭窄区域内才有相关的频谱分量；因此，通过零位在频率-ftm＝-11.8mhz的一次复值滤波器进行滤波就足够了。在该希尔伯特滤波后，根据上述公式以近似的方式得出分析信号stac(n，k，m)，其中，复值噪声rc(n，k，m)也包含负频率中的分量，但这不会对后续处理带来干扰。
现从通过测量和处理测定的复值stac(n，k，m)的相位以及已知参数fts，bt和fa可确定相位曲线
其中，
应强调的是，通过差值的形成，隐含消去通常通过斜坡变化的起始相位
该所测得频率偏差δfemess(k，m)与实际频率偏差δfe(k，m)之间相差一个测量误差。
为让该测量误差尽可能小，须选择两个相距很远的时间点n1和n2，例如一个在斜坡终点(n2＝320)，另一个在接收信号采样时间段的起点(n1＝65)。
还须注意的是，能确定的相位只能恰好是2π的整数倍，因此通过有关2π的取模计算确定δfemess(k，m)，并可明确确定的频率偏差范围“仅”为t·fa/(n2-n1)，但在当前示例中该偏差范围高于321mhz，并由此远高于预期偏差。
准确地说，通过缓慢的频率漂移不仅得出中心频率的变化，而且在一频率斜坡内还会出现相对线性额定频率曲线非常小的扭曲，但从系统角度看，该扭曲通常并不严重。通过测量所确定的频率偏差δfemess(k，m)表明了一频率斜坡期间的平均频率偏差(测量误差δfemesse(k，m)除外)。
在现实情况中，可能出现频率调制小的系统线性偏差(即发射频率实际曲线在发射信号内与带有额定斜率的线性回归之间的一偏差)；其原因之一可能是电瞬态效应。如果现在如上所述示例中，每个频率斜坡中使用相同的时间点n1和n2确定相位差，则此类系统线性偏差对频率偏差δfe(k，m)的确定没有影响；但如果使用不同的时间点，则不再是这种情况，因为线性偏差将导致所测得的平均频率偏差出现小变化(平均频率偏差当然取决于所选时间间隔[n1，n2])。因此，在每个频率斜坡中优选使用相同的时间点n1和n2。
在上述方法中，由相位噪声
为求平均数，无需明确确定相位偏差测量值
应注意的是，噪声rcn(n，k，m)的统计属性此时没有变化，因为它已与带振幅1的数值相乘。现在两个时间段内对这些信号相加并得到前部时间段的所谓相位特征值p1(k，m)以及后部时间段中的相位特征值p2(k，m)。然后，针对每个频率斜坡将相位特征值p2(k，m)与相位特征值p1(k，m)的共轭复数相乘，并确定该数值的相位，由此得出两个相位特征值的相位差
在此，n是每个时间段内求平均数所使用数值的数量以及
由此，通过测量确定的频率偏差δfemess(k，m)得出下列关系的分析评估
该所测得频率偏差δfemess(k，m)与实际频率偏差δfe(k，m)之间相差一个测量误差
在相位特征值p1(k，m)和p2(k，m)的上述计算中，信号stac(n，k，m)通过与相应的相位指示器相乘而被频率标准化(即计算出额定频率曲线)，然后将每个相应时间段的这些数值相加。可在一个步骤中以标积的形式表述或确定相乘和相加。在此，一矢量由所考虑时间段的信号stac(n，k，m)构成，另一矢量由相应的相位指示器构成。信号stac(n，k，m)通过一次复值希尔伯特滤波由实值信号sta(n，k，m)产生，即通过两个数值sta(n，k，m)和sta(n-1，k，m)的加权求和。也可将这种滤波及根据已滤波数值中确定的标积视为一个唯一的标积。由此，可通过一标积直接从实值信号sta(n，k，m)中确定相位特征值；在此，一个矢量由所考虑时间段内的信号sta(n，k，m)加上前一数值构成(所考虑时间段有效延长一个时间点)，另一个矢量主要通过相位指示器的和构成(滤波器系数也是相位指示器)，其中，只需对该参数矢量进行一先验确定即可，因为它对于所有频率斜坡都是相同的。
上述内容中已假设，一次希尔伯特滤波的零位总是位于额定频带中点的负值一侧，即-ftm＝-11.8mhz。原则上，零位也可通过频率斜坡变化，由此，零位总是位于各相应额定频率的负值中，并相应计算出标积的参数矢量。还可近似参数矢量，方法是使它们总是与各相应时间段的中心频率有关；为此，希尔伯特滤波器以及频率标准化的相位指示器都分别使用该中心频率(忽略频率标准化的相位指示器中的二次分量)。
到目前为止，已考虑了每个频率斜坡有两个时间段，一个在前部区域，一个在后部区域的情况；通过比较两个时间段中的相位特征值检测各相应频率斜坡的频率位置偏差。但也可每个频率斜坡仅使用一个时间段(例如在每个频率斜坡的终点)；然后比较两个前后连续频率斜坡的相位特征值，即将第二个斜坡的相位特征值与第一个斜坡的相位特征值进行比较，第三个斜坡的相位特征值与第二个斜坡的相位特征值进行比较等。为了以此方式确定频率位置的绝对偏差，理想情况下(即无干扰情况下)必须准确识别两个频率斜坡之间得出的频率曲线，由此，在频率标准化过程中才可考虑不同的斜坡(为明确两个时间段之间的相位进展，当然需要明确的频率曲线)。尤其是频率回跳时频率曲线的实际状况，通常不是已知的，因为频率曲线例如取决于pll(锁相回路)的瞬态响应。然而，频率斜坡之间的频率曲线总是相同的；因此可相对确定频率位置，即确定其通过斜坡的变化—无法确定的只有一恒定分量，但它对监控而言不太重要，因为只有非常大的恒定频率位置偏差才是关键的(通常不会出现)，并且这种偏差也可通过其他方法确定。然后，在每个频率斜坡中通过相同的相位指示器进行频率标准化；即不考虑在无干扰情况下得出的不同斜坡的未知但恒定的相位进展。由此，在无干扰情况中，相位特征值从斜坡到斜坡变化一恒定的值(同样变化一无法补偿的恒定的相位进展)；由此，与上述类似，通过相位特征值确定的两个依次连续的时间段，即两个斜坡之间的相位差
其中，δtc＝10μs是两个频率斜坡之间的间隔距离。由此，通过频率斜坡确定相位位置的变化，在此涉及的是斜坡序列起点的频率位置。频率位置的相对偏差δfemessr(k，m)表示两个各相应时间段之间的平均值(处于两个依次连续斜坡的终点)，并由此略微提前于频率斜坡接收信号的采样时间段内的平均偏差k，m。这还可通过以下值的内插进行校正，但如果频率位置缓慢变化，则可忽略不计。
这种方法的优势在于，两个所考虑时间段之间的持续时间更长，由此，例如因模数转换器的量化效应而形成的相位噪声
还需强调的是，如果为确定相对频率位置使用具有不同频率斜坡的两个时间段，在两个时间段之间必须分别存在相同的频率曲线(待确定干扰除外)，即对频率生成的额定预定参数(例如pll(锁相回路)的控制信号)必须相同。如果在频率曲线中使用可变参数，则无法任意改变这些参数；在改变频率斜坡的间隔时，一种可行的方法是，仅为各第二个频率斜坡使用改变后的间隔，而其他频率斜坡的间隔具有一固定值。然后分别仅从具有恒定间隔的数值对中确定频率位置的偏差；不用具有变化间隔的数值对，而是内插源自两个相邻数值的偏差。
在开头所述的示例中使用了分别来自一斜坡的两个时间段，在以下内容中还将提到该示例：如果相位标准化中未考虑两个时间段之间准确的相位进展时，则可能仅出现频率位置的一相对改变；频率标准化的相位指示器在两个时间段内可具有任意起始值，它们只须在所有频率斜坡中是相同的(例如起始相位始终是零)。
到目前为止已假设，所有发射信号具有相同的额定频率位置。但也有其他用法，其中频率斜坡的频率位置，即其初始频率及同样重要的中心频率有意通过发射信号而变化。原则上这可在频率标准化时观察到；但也可通过减法简单确定所测量实际频率位置与额定频率位置的绝对或相对偏差。
在以下内容中，说明如何进一步处理如上所述已确定的频率位置偏差δfe(k，m)(要注意的是，在所测量的频率偏差δfemess(k，m)和实际频率偏差δfe(k，m)之间不再有区别，因为已假设一足够准确的确定)。
优选采用的方法是，对频率位置偏差δfe(k，m)进行补偿。通过一个已改变的频率位置，已接收信号的相位位置也发生变化，因为在前往目标和返回的行程上，一经改变的数量与波列相符。即如果例如频率位置提高1mhz，以及运行时间为1毫秒(目标距离150米)，则恰好适合多插入一个波列，由此相位改变了2π；这种效应与目标的距离r及频率位置变化δfe(k，m)成正比。由此，通常可由下列公式得出接收信号的相位位置变化
这种相位移在第一次dft(离散傅里叶变换)(用于距离)后仍存在，即与距离r相符的距离门上的功率峰值复值具有这种相位移。为进行补偿，可简单乘以带有相位
如果在此仅确定相对频率位置偏差替代绝对频率位置偏差δfe(k，m)，则通常只需补偿频率位置的变化就足够了。如果未补偿频率位置的变化，则在第二次dft(离散傅里叶变换)过程中(对相对速度)可能出现失真；这在稍后解释。
频率位置的恒定偏差，即频率斜坡的中心频率与其额定值的恒定偏差会改变平均波长，并由此影响计算出的目标相对速度和角位置(参见后续推导)。通过使用实际中心频率替代额定中心频率，可避免偏差；但只有在偏差较大时才需要这么做，因为只有偏差较大时才得出显著偏差(在通过频率斜坡改变的中心频率方面，影响明显更大)。
值得注意的是，为计算相位校正矢量pk(j，k，m)还可使用经滤波或平整的频率位置偏差(例如通过一回归曲线对所测量的频率位置偏差δfe(k，m)进行平整)。
如果未补偿频率位置偏差δfe(k，m)，须评价其对检测质量的影响是否在可接受范围内，即不会出现不可接受的功能限制；否则，应限制或禁用所涉及的驾驶员辅助功能和/或自主驾驶操作功能。
作为示例，考虑了相对于恒定额定曲线已扭曲并具有周期性干扰的频率位置的实际曲线—并在图11中展示了相应的频率位置偏差δfe(k，0)。为评估这类偏差，可执行回归(例如1次或2次多项式回归)，并将补偿函数参数(例如多项式)和/或实际曲线和补偿函数之间的偏差，尤其是标准方差作为质量标准。但这些数值只能对检测质量的降低做一粗略的提示(针对此处所考虑的情况，即不补偿频率位置偏差)。
为更准确的评估，必须进行深入分析。未补偿的频率位置偏差δfe(k，m)主要是对第二次dft(离散傅里叶变换)(用于相对速度)有影响。该dft(离散傅里叶变换)在每个距离门j＝0，......，99及每个天线组合m＝0，1，......，7中，针对涵盖频率斜坡k＝0，1，......，k-1的输入值e(j，k，m)计算。对距离门j中，并带有相对速度为v相对速度l的一个目标适用的是：
其中，w(k)是第二次dft(离散傅里叶变换)所使用的窗口函数，并将振幅假设为1以及将起始频率假设为零，因为该起始频率对后续观察没有影响；第一个相位分量描述了由于相对速度v相对速度导致的线性相位变化，第二个相位分量表示未经补偿的频率位置偏差δfe(k，m)的影响，并从相位校正值的上述推论获得。
对相对速度极小(即v相对速度＝0)的目标，第二dft(离散傅里叶变换)的输入信号计算方法为
如果没有频率位置偏差δfe(k，m)，则它相当于窗口函数w(k)。
从上述关系中可见，距离门指数j越高，即距离越大，频率位置偏差也就越大。因此，现在考虑的最大感兴趣距离r＝99米，即j＝99：
对图11中所示的频率位置偏差δfe(k，0)，在图12a中展示了在dft(离散傅里叶变换)后得出的速度范围v(99，l，0)(实线；对数显示，即单位为：db)，其中，指数i表示相对速度。为进行比较，图12a还展示了速度范围，该速度范围在具有相同振幅、相同距离和相同v相对速度＝0的目标额定频率曲线中得出(虚线曲线；窗口函数w(k)的dft(离散傅里叶变换))。通过频率位置实际曲线中的扭曲，除很小的偏移外，隶属于目标的功率峰值还会加宽l＝0左右，例如这可导致在大的目标环境中不再能检测到较小的目标(只要它们具有相同的距离和大致相同的角度，因为否则可通过其参数对其加以区分)。功率“减弱”到更宽的功率峰值，还可导致电平的减小，由此检测敏感度下降，这可能导致通常无法再检测到较远距离的较小目标。通过频率位置的周期性干扰，在l＝11以及l＝243时还会产生额外的更小功率峰值；这点特别严重，因为由此一个具有相同距离的实际目标可能产生具有其他相对速度的幻象目标，由此可能出现紧急制动(如果幻象目标看起来具有更慢的速度)。
为评估频率位置的品质，例如可在极限曲线上按量检查针对实际频率位置所计算的速度范围v(99，l，m)的量；作为替代选择，也可在极限曲线上检查速度范围相对于实际频率位置和速度范围相对于额定频率位置之间的差额。在图12b中展示了上述示例的速度范围差额，其中，该差额已被标准化为额定频率位置速度范围的最大值，并以db为单位进行描述；通过标准化为额定频率位置速度范围的最大值，在此也称为相对差额。在极限曲线上的检查展示了二元质量标准(即两种结果状态：好或坏)；作为替代选择，还可定义类似的质量标准，例如：实际频率位置和额定频率位置速度范围之间的最大相对差额。
在图11和图12所示的示例中，通过频率位置的周期性偏差还额外产生在实际目标周围更小的功率峰值，这可能导致出现与实际目标具有相同距离的幻象目标。如果从实际频率位置的分析中了解到此类干扰线多高或可能有多高，则可为每次检测检查，这类干扰线是否由于具有相同距离的其他检测的错误频率位置而产生或可能产生，然后必要时完全拒绝这种检测或将其标记为潜在的伪检测。
在到目前为止的考虑中，已对实际发射信号期间的频率位置进行了监控(即为周围环境检测，对发射信号及其所属接收信号进行分析评估)。为给已分频振荡器信号的数字化节省额外的数模转换器，可使用接收信号采样所用的数模转换器。但随后无法在周围环境检测的同时进行频率位置监控；因此可引入另一个具有相同频率曲线的发射信号序列来监视频率位置—然后，在不同频率斜坡进行频率位置监控和周围环境检测，频率斜坡或设置在两个连续的线路方块图中或优选通过相互嵌套的方式布局。在用于监控频率位置的斜坡中，还可关闭发射功率(为了节省功率，并只要是这对频率位置的偏差没有影响)。
到目前为止，为了对频率中已分频的振荡器信号进行数字化应使用一数模转换器；现作为替代，应在图1的线路方块图1.12中使用一计数器。在此，线路方块图1.11中的振荡器信号仅被分频了系数t＝4，因此中心频率为ft＝6.04ghz。计数器在已分频的矩形信号的每个正边沿上将其值增加1；即它对已分频信号的周期数进行计数。计数器无需在每个频率斜坡起点重新初始化，而是简单地继续计数，即使在频率斜坡之间也是如此—即可将其称为无需中间初始化的自运行计数器。
在8个天线组合中每个组合(m＝0，1，......，7)持续8μs的k＝256的频率斜坡(k＝0，1，......，k-1)中，分别在两个相同的时间点读取计数器，例如：在斜坡起点后t1＝1.6μs和t2＝8μs时(并由此在接收信号取样时间段的起点和终点处)读取计数器；这两个所读取的计数器数值用z1(k，m)和z2(k，m)表示。然后，分别得出两个计数器数值的差额δz(k，m)(因此绝对计数器状态并不重要，即在斜坡起点处无需重新初始化)：
δz(k，m)＝z2(k，m)-z1(k，m)。
计数器差额说明分频了系数t＝4的信号在时间间隔[t1，t2]内的周期数；振荡器信号在该时间段内具有系数t＝4的更多周期。平均频率用周期数除以时间间隔的长度计算如下：
fm(k，m)＝4·δz(k，m)/(t2-t1)。
通过测量所确定的中心频率及其额定值的差额得出频率位置的偏差。计数器的最大测量误差为已分频信号的一周期；涉及振荡器的频率位置意味着最大偏差为4/(t2-t1)＝625khz。为减小测量误差，还可比较不同频率斜坡中两个时间点的计数器数值(测量误差与两个读取时间点的间隔成反比)。通常可在此类似借用上述已详细探讨的，通过数模转换器进行数字化的方法。
还应提到的是，实际计数器在其长度方面，即在其最大计数器读数方面是有限的，并由此可能出现溢出—即达到最大计数器读数，然后它会在下一个计数边沿重新跳回到0。这相当于取模计算；当通过取模计算进行计数器分析评估时，即构成差额时，则通过溢出在结果中不会有失真，只要两个时间点t1和t2之间的计数周期数不超过计数器长度(即最大计数器读数)：在一时间差t2-t1＝6.4μs中，只需16字节长的计数器就足够了。如果计数器更短，则无法明确测量中心频率。但如果仅测量已知额定值的偏差和/或通过频率斜坡的变化，则mhz范围内的单值性就足够了；对于160mhz的单值性范围，只需一8字节长的计数器就足够了。
从上述推导中可见，测量精度随着分频器比例t的增加而降低。另一方面，频率分频得越少，计数器越快—但更快的计数器在电路技术方面只有以很大的耗费才能实现，并需消耗很多功率。混频可绕开该问题，因为混频对测量精度没有影响；但生成24ghz范围内的第二个信号非常繁复。因此也可采用一种分频和混频的组合。为此，例如首先将振荡器信号减小系数4，分频到约6.04ghz的范围内，然后，与一5.8ghz的固定频率向下混频，由此使计数器只须在恰好200mhz的范围内工作。
用于降低分频系数t的另一方法是既可对已分频信号的正边沿，也可对已分频信号的负边沿进行计数的计数器。
最后，还应对上面介绍的，用于对已降低频率的振荡器信号进行数字化的两种方法的优点和缺点进行简要讨论。与计数器方法相比，数模转换的优点在于它可用更大的分频器系数工作，因为它原则上可更准确地测量频率和相位(在输入信号频率相同的条件下)。但通常数模转换器的实现比计数器的实现更复杂(在输入信号频率相同的条件下)，并数模转换器数值的分析评估也比计数器数值的分析评估要复杂。
应注意的是，根据上述示例所示的本发明所述想法和设计方案可用于一般检测和参数设计，即它们也可用于其他数值。由此，本发明所述方法例如也可用于77ghz范围内的雷达上。
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