基于相位条纹的码相位测量方法与流程

本发明涉及卫星定位领域，特别涉及一种基于相位条纹的码相位测量方法。

背景技术：

卫星定位系统是一种使用卫星对物体进行准确定位的技术，可以用来引导飞机、船舶、车辆以及个人，安全、准确地沿着选定的路线，准时到达目的地。自从美国自上世纪70年代成功建立全球定位系统(globalpositioningsystem，gps)以来，欧洲、俄罗斯、中国相继推出了自己的卫星定位系统，如伽利略、北斗等。但gps目前依然是应用最为广泛的卫星定位系统。

gps接收机对导航信号的跟踪主要是通过载波环和码环来完成的，跟踪环路复制出和卫星信号同步的载波以及伪码，从而实现载波剥离和信号解扩，得到导航电文的数据码。在跟踪信号的同时，接收机根据复制载波信号的参数获得卫星信号的多普勒频移和载波相位测量值，并根据复制伪码的参数获得该卫星信号的码相位和码伪距测量值。

其中，码跟踪环通常是以延迟锁定环路(delaylockedloop,dll)的形式实现的，通过复制出三份不同相位的伪随机码，分别称为超前(early)、即时(prompt)和滞后(late)复制码，利用伪码良好的自相关特性，估算出即时码与接收码之间的相位差异。一方面获得码相位测量值，另一方面同时输入给伪码数控振荡器(nco)，不断调节伪码发生器复制出的伪码相位，使复制伪码和接收伪码时刻保持对齐。码相位测量值可以用于组装出信号发射时间，进而得到码伪距测量值。在不考虑多路径和大气延时等接收机外部误差源的情况下，gps的一个c/a码码片长293米，码伪距测量精度为1％码片的码环输出的码相位测量值包含大约3米的误差。

由载波环输出的载波相位测量误差远小于码相位测量误差，可以精确到1％载波波长即1.9毫米。与载波相位测量值相比，码相位组装成的伪距测量值虽然精度较低，但是没有模糊度的问题，可以较为简便地获取伪距测量值，给实际应用带来了方便。因此，在避免计算整周模糊度的情况下，提高码伪距测量精度，可以提供更精确的快速测量结果、并更好地辅助获得载波相位测量值。

为了得到高精度的码伪距测量值，国内外学者研究采用不同的方法提高码跟踪环精度。在参考文献1“罗柳镇；高精度卫星测距技术研究与实现[d]，南京：南京理工大学，2016:37-43”中，作者提出了采用载波多普勒的估计值辅助伪码环的环路架构；在参考文献2“刘盟超，赵丙风；gnss接收机自适应带宽伪码跟踪环路设计[j]；无线电通信技术，2017，43(4)：64-66,79”中，作者提出一种自适应带宽的码跟踪环设计方案，通过实时调整环路滤波器带宽提升码跟踪环性能；在参考文献3“邓中亮，赵洋，尹露，等；一种提高伪距测量精度方法研究[c]//第六届中国卫星导航学术年会论文集；北京：中国卫星导航系统管理办公室学术交流中心，2015:4”中，采用补偿迭代思想对码跟踪环进行了改造，并改进提高了伪距测量方法；在参考文献4“龚国辉，李思昆；提高dsss信号pn码相位测量精度的三点二次插值法[j]；通信学报，2007(02):130-133”中，提出利用三点二次插值法处理相关谱谱峰数据以提高低采样率下码相位测量精度，并与两点、三点线性内插法进行了对比；在参考文献5“罗海军，彭卫东，李明阳，等；基于分段直线拟合的伪随机码相位测量法[j]；计算机测量与控制；2015,23(3):727-729,733”中，以相关峰值点为分界点对相关峰两侧分别做最小二乘拟合，以两直线交点的横坐标与零相偏参考值的差值作为码相位的估值，得到比最小二乘同步法和三点二次插值法更加稳定和精确的估值结果；在参考文献6“胡修林，张俊，杨灵；直接序列扩频通信系统中pn码相位的精确测量方法[j].电讯技术,2005,45(3):128-131”中，提出最小二乘提高码相位测量精度；在参考文献7“张波,郭英,齐子森,等.pn码相位精确测量的累加最小二乘法[j].北京航空航天大学学报,2016,42(10):2265-2270”中，在参考文献6的基础上，给出了一种累加最小二乘法的实现结构，使最小二乘法的适用范围更广，精度更高。

虽然国内外学者在上述参考文献中给出了多种提高码跟踪环精度的方法，但以上方法都是以两信号的相关函数及相关峰为基础，需要两路或者更多路复制码信号进行相关计算，存在一定的局限性。

在伽利略、北斗等其他的卫星定位系统中也存在同样的问题。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术中的码跟踪环精度提高方法需要两路以上的复制码信号所造成的局限性，从而提供一种无需两路以上复制码信号的码相位测量方法。

为了实现上述目的，本发明提供了一种基于相位条纹的码相位测量方法，包括：

步骤1)、选取接收机射频前端下变频的中频信号，以及跟踪环路进入稳定跟踪状态后的本地复制载波和本地复制码；

步骤2)、对所述中频信号和本地复制载波滤除载波和多普勒频移，得到接收输入信号；将本地复制码作为本地输入信号；

步骤3)、计算接收输入信号和本地输入信号的互功率谱相位，生成相位条纹；

步骤4)、从相位条纹中求取条纹频率，得到所述接收输入信号与本地输入信号的间隔时延，从而得到码相位测量值。

上述技术方案中，在步骤2)和步骤3)之间还包括对本地输入信号做时延补偿的步骤，以及所述步骤4)中还包括为接收输入信号与本地输入信号的间隔时延减去补偿的时延量的操作。

上述技术方案中，在所述时延补偿的步骤之后还包括：为所述接收输入信号以及经过时延补偿的本地输入信号做时域折叠，得到高信噪比的接收输入信号和高信噪比的本地输入信号；

以及在所述3)中，计算所述高信噪比的接收输入信号和高信噪比的本地输入信号的互功率谱相位，从而得到相位条纹。

上述技术方案中，在步骤2)和步骤3)之间还包括：为所述接收输入信号以及所述本地输入信号做时域折叠，得到高信噪比的接收输入信号和高信噪比的本地输入信号；

以及在所述3)中，计算所述高信噪比的接收输入信号和高信噪比的本地输入信号的互功率谱相位，从而得到相位条纹。

上述技术方案中，所述时域折叠包括：

将接收输入信号、本地输入信号或经过时延补偿的本地输入信号分别均分为n段；

将接收输入信号的每段数据叠加求和，得到高信噪比的接收输入信号；将本地输入信号或经过时延补偿的本地输入信号的每段数据叠加求和，得到高信噪比的本地输入信号。

上述技术方案中，所述步骤3)具体包括：

设一路信号为f1(t)，另一路信号为f2(t)，对这两路信号分别进行傅立叶变换，得到

则两路信号的互功率谱密度为：

其中，*表示复数共轭；

功率谱相位为复数s12(ω)的辐角主值：

φ(ω)＝arg[s12(ω)]；

其中，所述一路信号为接收输入信号，或高信噪比的接收输入信号；所述另一路信号为本地输入信号，或经过时延补偿的本地输入信号，或高信噪比的本地输入信号。

上述技术方案中，在步骤4)中，对相位条纹做傅里叶变换来求取条纹频率。

本发明还提供了一种基于相位条纹的码相位测量装置，包括：

信号接收与选取模块，用于选取接收机射频前端下变频的中频信号，以及跟踪环路进入稳定跟踪状态后的本地复制载波和本地复制码；

滤波与多普勒频移模块，用于对所述中频信号和本地复制载波滤除载波和多普勒频移，得到接收输入信号；将本地复制码作为本地输入信号；

互功率谱相位计算模块，用于计算接收输入信号和本地输入信号的互功率谱相位，生成相位条纹；

条纹频率求取模块，用于从相位条纹中求取条纹频率，得到所述接收输入信号与本地输入信号的间隔时延。

上述技术方案中，还包括时延补偿模块以及删除时延补偿量模块；其中，

所述时延补偿模块将信号接收与选取模块所输出的本地输入信号做时延补偿；

所述删除时延补偿量模块用于将条纹频率求取模块所输出的接收输入信号与本地输入信号的间隔时延减去补偿的时延量。

上述技术方案中，还包括时域折叠模块，该模块用于为所述接收输入信号以及经过时延补偿的本地输入信号做时域折叠，得到高信噪比的接收输入信号和高信噪比的本地输入信号；

以及在互功率谱相位计算模块中，计算所述高信噪比的接收输入信号和高信噪比的本地输入信号的互功率谱相位，从而得到相位条纹。

本发明的优点在于：

与传统跟踪环路相比，本发明的方法少量增加了接收机处理器的计算量和计算时间，显著提高了码伪距的测量精度，且不存在整周模糊度的问题。在接收机的实际应用中，可以以较低的成本频率提供高精度的码伪距测量值，具有十分广泛的应用价值。同时也能为高精度测距和定位提供一定的参考作用。

附图说明

图1是延迟1秒的两路相同信号互功率谱相位条纹图；

图2是典型接收机码跟踪环路的结构示意图；

图3是本发明的相位条纹法的流程图；

图4是时域折叠的示意图；

图5是在一个仿真实验中所输入的中频信号的示意图；

图6是图5所示中频信号在时域折叠后的示意图；

图7是图6中的信号与本地码信号的互相关功率谱相位图；

图8是采用傅立叶变换法提取条纹频率时，对图7的数据进行再次傅立叶变换后的功率谱幅度的示意图；

图9是码相位测量误差对比图。

具体实施方式

在对本发明的方法做详细说明之前，首先对相位条纹法的原理进行说明。

雷达技术中的相位条纹方法常用于测量同一信号经反射后到达两相关接收机的时间延时。两路信号分别记为f1(t)和f2(t)，其中f2(t)＝f1(t-τ)，τ为信号到达两接收机的时延。对两路信号进行互相关计算，设则那么，两路信号的互功率谱密度为：

其中r12(t)为f1(t)和f2(t)的互相关函数。因此，互谱密度的相位为：

φ＝ωτ＝2πτ·f(2)

由式(2)可知，当时延τ一定的情况下，两路信号互功率谱的相位φ与频率f存在线性关系，且斜率只与信号时延τ有关。考虑到计算出的互功率谱密度相位φ的取值范围为[-π,π]，所以φ～f直线被切割为周期性的条纹，参考图1，每条条纹斜率为2πτ，图中条纹间隔t0为:

条纹频率f0(即每1hz频带内条纹数)为：

因此，通过统计相位条纹的出现频率，即可测量出信号的时延。

借鉴雷达技术中的相位条纹方法的原理，在gps接收机中，可将接收的卫星信号与本地nco生成的伪码信号视为存在待测时延的两路相关信号，测量出的时延即是码相位测量值，可以用于组装码伪距。图2是典型接收机码跟踪环路的结构示意图，在该图中标示出了本发明的相位条纹法在接收机码跟踪环路中的位置。如图所示，卫星信号经射频前端下变频之后，进入跟踪环路；当跟踪环路进入稳定跟踪状态后，采用i支路混频器输出的信号(已经消除载波相位误差和多普勒频移)，与伪码nco生成的即时支路伪随机码计算互相关功率谱密度，通过统计出现的相位条纹频率，即可获得码相位测量值。

参考图3，在一个优选实施例中，本发明的相位条纹法包括以下步骤：

步骤1)、选取接收机射频前端下变频的中频卫星信号(以下简称中频信号)，以及跟踪环路进入稳定跟踪状态后的本地复制载波和本地复制码；

步骤2)、将中频信号和本地复制载波经过混频器，滤除载波和多普勒频移，得到接收输入信号f1(t)；

步骤3)、本地复制码作为本地输入信号f2(t)；

步骤4)、对步骤3)所得到的本地输入信号做时延补偿，得到f2(t-τ0)，其中，τ0表示补偿的时延量；

步骤5)、将步骤2)得到的接收输入信号f1(t)与步骤4)得到的经过时延补偿的本地输入信号做时域折叠，得到高信噪比的接收输入信号f1′(t)和高信噪比的本地输入信号f2′(t-τ0)，并保持两路信号的相关性；

步骤6)、计算经过时域折叠后的两路信号的互功率谱相位，生成相位条纹；

步骤7)、对相位条纹做傅里叶变换，得到二次变换幅度谱|φ(ψ)|最大值对应的条纹频率，也就得到了两信号的间隔时延(τ+τ0)。

步骤8)、从步骤7)得到的间隔时延中减去补偿的时延量，即可获得比延迟锁定环更高精度的码相位测量值τ。

在前述的优选实施例中，在步骤4)中对本地输入信号做了时延补偿，在步骤8)中再减去了时延补偿值。这样做的目的在于提高频带内条纹数量，从而能够提取出更精确的条纹频率。其原理为：接收机进入到稳定跟踪状态后，本地码nco生成的伪随机码已经经过了延迟锁定环的调整，与接收信号之间的时延远小于一个码片长度；根据前述的公式(4)，条纹频率f0与时延τ成正比，时延τ越大，条纹数量越多；而更多的条纹数使得在步骤7)中采用傅立叶变换法提取条纹的结果更接近理论值。因此，增加本地输入信号与接收输入信号之间的时延，将有助于提取更精确的条纹频率。

在对本地输入信号做时延补偿时，补偿的时延量τ0应是一个固定时间，且τ0＞＞τ。

在前述优选实施例中，本发明的方法对本地输入信号做了时延补偿。在其他实施例中，本发明的方法也可不对本地输入信号做时延补偿，即省去步骤4)以及步骤8)中的操作。若不对本地输入信号做时延补偿，本发明的方法在做时域折叠时，直接对步骤2)得到的接收输入信号f1(t)与步骤3)得到的本地输入信号做时域折叠；在步骤7)中所得到的傅里叶变换结果就是所要求取的码相位测量值τ。

在前述优选实施例中，在步骤5)中对两路信号分别做了时域折叠。所述时域折叠的目的是为了有效减小噪声功率，提高信噪比。本领域技术人员发现：接收信号中包含的噪声会对条纹频率的提取造成一定程度的影响；当gps卫星处于天顶方向(仰角90°)时，信号经过射频前端处理，进入跟踪环路后，噪声带宽为c/a码信号的带宽2.046mhz，此时信噪比(snr)约为-16.5db；而当卫星处于低仰角(5°)的时候，中频信号信噪比约为-24.5db。较低的信噪比使得相位条纹淹没在噪声之中，对提取条纹频率带来很大的困难。为此，在本发明中，通过对两路信号分别做时域折叠来提高信噪比。

所述时域折叠的具体操作包括：

首先，假设两路信号分别用f1(t)和f2(t)来表示，如图4所示，将两路信号的数据分别均分为均匀的n段，分别表示为f11(t),f12(t)……f1n(t)和f21(t),f22(t)……f2n(t)。

然后，将每段数据叠加求和，得到时域折叠后的信号数据f′1(t)和f′2(t)如下：

已知gps信号中，导航电文的数据码码长为20ms，伪码周期仅为1ms。也就是在20ms内，可以忽略导航电文对伪码相位的影响。在此条件下，对接收信号进行每段1ms时长的时域折叠，可以有效减小噪声功率，提高信噪比。当折叠段数为10段时，信噪比将提高约10db。经时域折叠提高信噪比之后的两路信号f′1(t)和f′2(t)在后续步骤中再计算互功率谱相位，即可得到较为清晰的相位条纹。

在前述优选实施例中，本发明的方法对两路信号都做了时域折叠。在其他实施例中，本发明的方法也可省去时域折叠的步骤，那么在步骤6)中计算两路信号的互功率谱相位时，需计算未经时域折叠的两路信号的互功率谱相位。

在步骤6)中，计算两路信号的功率谱相位的具体步骤包括：

设接收输入信号为f1(t)，本地输入信号为f2(t)，对这两路信号分别进行傅立叶变换，得到

则两路信号的互功率谱密度为：

其中，*表示复数共轭；

功率谱相位为复数s12(ω)的辐角主值：

φ(ω)＝arg[s12(ω)](7)

本领域技术人员应当了解，若接收输入信号、本地输入信号的表达式的变化，如前述优选实施例中用f1′(t)表示高信噪比的接收输入信号、用f2′(t-τ0)表示高信噪比的本地输入信号，并不影响功率谱相位的计算过程，只要将上述公式中的相关参数加以替代即可。

在前述优选实施例中，在步骤7)中，对相位条纹做傅里叶变换来求取条纹频率。假设相位条纹用φ(f)表示，当条纹频率为f0时，条纹间隔t0＝1/f0，单个条纹φ1(f)可以表示为：

对式(8)进行傅立叶变换，得到单个条纹的幅度谱为：

当条纹以t0为周期，重复出现时，周期性的多条相位条纹的傅立叶变换幅度谱为：

由式(10)可知，两信号的互功率谱相位条纹φ(f)经过再次傅立叶变换后得到幅度谱|φ(ψ)|，当n＝1时，|φ(ψ)|的函数值为最大值，此时ψ＝2πf0，即在φ～图中幅度最大值所对应的频率即为式(4)中的条纹频率f0。

在前述优选实施例中，采用傅里叶变换来求取条纹频率，在其他实施例中，本领域技术人员也可采用其他方法来求取条纹频率，如直线拟合法等。

为了证明本发明方法的效果，申请人采用matlab软件编程对以上方法进行仿真实验，仿真参数如表1所示。通过软件编程，模拟生成卫星信号下变频之后的中频信号、本地载波信号和码信号。经过前述优选实施例所描述的步骤后，仿真结果如图5～图8所示。

图5为模拟经过射频前端处理之后进入跟踪环路的中频信号，有效信号已经完全淹没在噪声中；图6为中频信号经过与本地载波信号混频，并进行时域折叠后的信号，可以发现噪声幅度明显减小，有效的提高了信号信噪比。

图7为图6中的信号与本地码信号的互相关功率谱相位图，低频段有明显的倾斜条纹，高频段的条纹被淹没在噪声中。其中部分集中在0相位的数据点是互功率谱幅值较小的数据，为了防止由于matlab软件的舍入误差造成极大的相位偏差而被设为0相位。图8为采用傅立叶变换法提取条纹频率时，对图7的数据进行再次傅立叶变换后的功率谱幅度，最大值对应频率即为测得时延。将此结果减去补偿时间，即可得到码相位测量值

采用以上程序，对于不同的信噪比情况，分别进行1000次蒙特卡罗仿真模拟，并与相同情况下延迟锁定环的测量误差进行对比。延迟锁定环常用的三种码鉴相器算法中，相比于非相干前减后幅值法和非相干前减后功率法，相干点积功率法的运算量较小，且得到的码相位测量值最为准确。此处选取采用相干点积功率法鉴相器的延迟锁定环进行对比，其码相位测量误差均方差由下式计算得出：

式中：c为光速，tc为伪码码宽，此处取值d为码环前后相关器间距，按照目前大部分接收机制造商采用的相关器间距，此处取值为0.1码片；t为信号长度，即10ms；c/n0为信号载噪比，单位db/hz。对比结果如图9所示。

根据以上的仿真实验结果，可得出以下结论：

(1)当卫星处于天顶方向，接收信号信噪比为-15db时，码相位测量精度可以达到0.39米，约为一个码片宽度(293米)的0.13％，比延迟锁定环测量精度1.82米提高了约79％。

(2)随着信噪比的下降，测量误差会逐渐增大。而当卫星处于低仰角(约5°)时，信噪比下降至约-25db，测量误差增大到4.35米，为码片宽度的1.5％，但仍比延迟锁定环测量精度5.76米提高约24％。

(3)与传统跟踪环路相比，本发明的方法少量增加了接收机处理器的计算量和计算时间，显著提高了码伪距的测量精度，且不存在整周模糊度的问题。在接收机的实际应用中，可以以较低的成本频率提供高精度的码伪距测量值，具有十分广泛的应用价值。同时也能为高精度测距和定位提供一定的参考作用。

在以上的多个实施例中，均以gps为例对本发明方法的实现过程做了描述。但鉴于其他类型的卫星导航系统也存在同样的问题，本领域的技术人员应当了解，本发明的方法同样适用于这些卫星导航系统中。

本发明还提供了一种虚拟化的基于相位条纹的码相位测量装置，包括：

信号接收与选取模块，用于选取接收机射频前端下变频的中频信号，以及跟踪环路进入稳定跟踪状态后的本地复制载波和本地复制码；

滤波与多普勒频移模块，用于对所述中频信号和本地复制载波滤除载波和多普勒频移，得到接收输入信号；将本地复制码作为本地输入信号；

互功率谱相位计算模块，用于计算接收输入信号和本地输入信号的互功率谱相位，生成相位条纹；

条纹频率求取模块，用于从相位条纹中求取条纹频率，得到所述接收输入信号与本地输入信号的间隔时延。

该测量装置还包括时延补偿模块以及删除时延补偿量模块；其中，

所述时延补偿模块将信号接收与选取模块所输出的本地输入信号做时延补偿；

所述删除时延补偿量模块用于将条纹频率求取模块所输出的接收输入信号与本地输入信号的间隔时延减去补偿的时延量。

该测量装置还包括时域折叠模块，该模块用于为所述接收输入信号以及经过时延补偿的本地输入信号做时域折叠，得到高信噪比的接收输入信号和高信噪比的本地输入信号；

以及在互功率谱相位计算模块中，计算所述高信噪比的接收输入信号和高信噪比的本地输入信号的互功率谱相位，从而得到相位条纹。

最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。