一种导航增强信号调制方法及系统与流程

本发明属于卫星导航领域，主要涉及一种高精度高信息速率的导航增强信号调制方法及系统。

背景技术：

随着全球卫星导航系统(globalnavigationsatellitesystem,gnss)发展，基本导航服务已经日渐成熟，导航增强服务逐渐成为卫星导航领域的热点。导航增强从实现手段上分为地基增强和星基增强。导航增强从增强效果分为完好性增强、可用性增强、精度增强等。导航增强从原理上可分为信息增强和信号增强。信息增强通过播发精密电文或者精密改正数，提升定位精度，信号本身不参与定位解算。信号增强则信号本身提供了额外的观测量，参与最终的定位解算过程。

信号增强要求信号本身能够提供高精度的载波和伪码测量量，有高精度需求。信息增强则要播发精密改正数，一般包括轨道、钟差、载波相位偏差改正数，以及码偏差、ura等参数，传统的gnss信号中，播发的是低速的基本导航电文，信息速率通常只有50bps～250bps。而信息增强服务中，播发的是快速的精密改正数电文，信息速率显著提升。qzss提供clas的l6信号，信息速率达到2kbps左右。因此，信息增强有高信息速率需求。

gnss信号采用直接扩频调制，为了提升信息速率，传统上有两种手段。第一种方法是保持码速率不变，增加信息速率，这样导致一个符号内的码片数减少，降低了扩频增益，恶化了互相关性能。第二种是保持扩频增益不变，增加信息速率，这样导致码速率增加，信号所占带宽变大。

为了在增加信息速率的同时不改变码速率和扩频增益，qzss在其l6信号中应用了码移键控(code-shift-keying,csk)调制信号。csk是在一种m进制正交调制信号，共有m种扩频调制信号波形，每一种波形能够表示k＝log2(m)比特信息，这m种扩频调制信号波形是同一个基本码循环移位得到的。对于码长为l的扩频码，每一种波形最多表示比特信息。然而，单独的csk调制信号不适合用于捕获跟踪测量，只适合于数据传输使用。

为了同时播发低速电文和高速电文，专利“一种多次重复移相的码移键控调制方法及其解调方法”(专利号：cn201811042847.0)提出r-csk信号，是csk信号的一个特例，通过同一个码的不同循环移位调制信息，但是最大信息速率受制于码长。专利“一种双速率复合电文信号播发控制方法”(专利号：cn201810947305.1)和“一种r-csk双速率复合电文信号播发控制方法”(专利号：cn201811078853.1)提出采用相位正交的qpsk调制，在i支路采用传统的bpsk信号，播发低速率的基本导航电文，在q支路采用csk信号或者r-csk信号，播发高速率的扩展电文。但通过相分的方式，i支路将消耗一部分功率，进行信号跟踪或者解调时，无法使用全部的信号功率，降低精度与解调门限。

技术实现要素：

本发明的目的在于：克服现有技术的不足，提供一种高精度高信息速率的导航增强信号调制方法及系统，在一个扩频导航信号上，同时实现高精度测量和高数据速率电文播发，且不改变扩频比和扩频码码长，满足基本导航服务和导航增强服务需求。

本发明的技术解决方案是：

一种导航增强信号调制方法，步骤如下：

(1)信道编码：将低速电文和高速电文分别进行信道编码，

(2)prn码映射：将经过信道编码的低速电文映射为一路prn码序列，经过信道编码的高速电文映射为一路prn码序列，共得到2路prn码序列；

(3)码周期时分：按照码周期时分图案，将2路prn码序列按照码周期时分复用为一路信号；

(4)基带波形调制：将码周期时分复用后得到的一路信号进行基带波形调制，得到基带信号。

低速电文的原始信息速率为rb,l，通过信道编码后符号速率为rs,l，低速电文符号宽度为ts,l＝1/rs,l，编码效率为rb,l/rs,l，信道编码后的信息符号流为{dl,m}，dl,m∈{0,1}；

高速电文的原始信息速率为rb,h，通过信道编码后符号速率为rs,h，高速电文符号宽度为ts,h＝1/rs,h，编码效率为rb,h/rs,h，信道编码后的信息符号流为{dh,m}，dh,m∈{0,1}。

低速电文prn码映射，具体为：

(2.11)生成低速电文的prn码序列，扩频码序列为{cl,i}，i＝0,1,2,…,lc-1，cl,i∈{0,1}，码速率为rc；

(2.12)确定码周期：一个低速数据符号有个码周期，即ts,l是lc·tc的整数倍，lc是扩频码的码长，tc＝1/rc，是码片宽度；

(2.13)将低速电文{dl,m}与扩频码序列{cl,i}异或，得到映射后码序列；即当数据符号dl,m是0时，输出码序列为{cl,i}，当数据符号dl,m是1时，输出码序列为{cl,i}的取反序列映射得到的码序列记为{cl,i}。

高速电文prn码映射，具体为：

(2.21)生成高速电文的prn码序列集合；

生成的不同正交扩频码序列个数为nc个，分别为每个扩频码的码长都是lc；将每个扩频码循环移位，得到新的正交扩频码序列，最多得到nc·lc个正交的扩频码序列，每一个扩频码序列表示比特；

(2.22)根据高速电文的速率，每个扩频码序列表示u比特，共需要m＝2^u正交码序列，表示为这些正交码序列来自于以及它们的循环移位；

(2.23)高速电文{dh,m}经串并转换后，输出u路并行电文符号流，记为du,k＝[d1,kd2,k…du,k]^t，du,k表示第u路电文符号流的第k个符号值；

(2.24)设计码周期时分图案，以每n个码周期为一个块，低速电文使用n个码周期中的nl个，选为每n个码周期中的前nl个码周期；高速电文使用其余n-nl个码周期；每个u路并行符号du,k使用nu个码周期；

(2.25)根据码周期图案，在低速电文的nl个码周期，对u路并行高速电文进行填充，填充0；当n＝4，nl＝1，nu＝1时，在du,k＝[d1,kd2,k…du,k]^t中每3列插入一个全0列；

(2.26)每一列u比特电文符号映射一种码序列，映射关系如下表：

式中，xk为二进制数[d1,kd2,k…du,k]^t的十进制数表示，即

码周期时分，通过以下方法得到：

(3.1)按照设计的码周期时分图案，选通低速电文扩频码或者高速电文扩频码，可以但不限于按照时分选通脉冲进行选通，选通脉冲定义为：

g(t)＝gn(t),(n-1)lc·tc≤t<nlc·tc,n为整数

(3.2)码周期时分复用后的扩频码表示为：

cm＝g(t)·cl+(1-g(t))·ch

其中，cl表示的是低速电文的扩频码周期，ch表示的是高速电文的扩频码周期，码周期时分后的扩频码序列记为{cm，l}。

基带波形调制，通过以下方法得到：

(4.1)根据信号性能与兼容性需求，设计码片波形p(t)；

(4.2)将码周期时分后的码序列{cm,l}与码片波形p(t)进行调制，基带波形调制后的信号表示为：

码片波形p(t)采用矩形码片波形或者二进制偏移载波波形。

对于矩形码片波形，有：

对于二进制偏移载波波形，有

式中，fs为boc调制的子载波频率，2fs/rc为整数。

一种基于所述的导航增强信号调制方法实现的导航增强信号调制系统，包括：

信道编码模块：将低速电文和高速电文分别进行信道编码，

prn码映射模块：将经过信道编码的低速电文映射为一路prn码序列，经过信道编码的高速电文映射为一路prn码序列，共得到2路prn码序列；

码周期时分模块：按照码周期时分图案，将2路prn码序列按照码周期时分复用为一路信号；

基带波形调制模块：将码周期时分复用后得到的一路信号进行基带波形调制，得到基带信号。

低速电文的原始信息速率为rb,l，通过信道编码后符号速率为rs,l，低速电文符号宽度为ts,l＝1/rs,l，编码效率为rb,l/rs,l，信道编码后的信息符号流为{dl,m}，dl,m∈{0,1}；

高速电文的原始信息速率为rb,h，通过信道编码后符号速率为rs,h，高速电文符号宽度为ts,h＝1/rs,h，编码效率为rb,h/rs,h，信道编码后的信息符号流为{dh,m}，dh,m∈{0,1}；信道编码后进行交织以提高抗信道衰落能力。

本发明与现有技术相比的有益效果在于：

(1)与采用qpsk调制的bpsk和r-csk混合结构相比，本方法采用码周期时分技术，将调制低速电文的扩频码周期和调制高速电文的扩频码周期，按照固定结构的时分图案进行时分后播发。进行信号跟踪和解调时，能够使用全部的功率，提升了信号的跟踪精度。

(2)传统csk调制信号只适用于播发数据，不适合跟踪和码测距，本发明在一个复合信号中，将具有高精度测距能力的码周期，与调制高速电文的码周期进行时分，实现了高精度导航测距与高速率数据播发功能的结合。

(3)现有的csk只使用一个扩频码的循环移位调制数据，最高数据速率受限于扩频码码长与码速率，本发明可以采用多个不同的扩频码以及它们的循环移位实现更多比特的映射，最高数据速率突破了码长的限制，实现了信息速率的进一步提升。

(5)现有csk调制方式，码片波形都是采用矩形码片，信号的频谱、测距性能受限制，本发明可以采用矩形或者boc码片波形，以及其他的码片波形，实现高性能和高兼容性。

附图说明

图1为本发明公开的高精度高信息速率的导航增强信号调制方案；

图2为低速电文prn码映射示意图

图3为高速电文串并转换为u路并行示意图

图4为码周期时分图案示意图

图5为符号填充后u路并行示意图

图6为码周期时分示意图

图7为信号生成示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

本发明通过码周期时分技术，将具有测距能力的可调制低速电文的码周期，与调制了高速电文的码周期时分播发。为描述方便，在本专利中，逻辑电平与信号电平是等价的，采用卫星导航信号中的惯例，逻辑0映射为信号电平1.0，逻辑1映射为信号电平-1.0。

为实现上述目的，本发明公开了一种高精度高信息速率的导航增强信号调制方法。

1.高精度高信息速率的导航增强信号调制方法包括以下步骤，如图1所示：

(1)信道编码。将低速电文和高速电文分别进行信道编码，低速电文的原始信息速率为rb,l，通过信道编码后符号速率为rs,l，低速电文符号宽度为ts,l＝1/rs,l，编码效率为rb,l/rs,l，信道编码后的信息符号流为{dl,m}，dl,m∈{0,1}。高速电文的原始信息速率为rb,h，通过信道编码后符号速率为rs,h，高速电文符号宽度为ts,h＝1/rs,h，编码效率为rb,h/rs,h，信道编码后的信息符号流为{dh,m}，dh,m∈{0,1}。信道编码后可以采用交织技术，提升抗信道衰落能力。

(2)prn码映射。将低速电文映射为一路prn码序列，高速电文映射为一路prn码序列，共得到2路prn码序列。

(3)码周期时分。按照码周期时分图案，将2路prn码序列按照码周期时分复用为一路信号。

(4)基带波形调制。将码周期时分后得到的一路信号进行基带波形调制，得到基带信号。

2.步骤1中(2)所述的低速电文prn码映射，通过以下方法得到：

1)生成低速电文的prn码序列，扩频码序列为{cl,i}，i＝0,1,2,…,lc-1，cl,i∈{0,1}，码速率为rc。

2)一个低速数据符号有个码周期，即ts,l是lc·tc的整数倍。

3)将低速电文{dl,m}与扩频码序列{cl,i}异或，得到映射后码序列。即当数据符号dl,m是0时，输出码序列为{cl,i}，当数据符号dl,m是1时，输出码序列为{cl,i}的取反序列映射得到的码序列记为{cl,i}。

3.步骤1中(2)所述的高速电文prn码映射，通过以下方法得到：

1)生成高速电文的prn码序列集合。生成的不同正交扩频码序列个数为nc个，分别为每个扩频码的码长都是lc。将每个扩频码循环移位，可以得到新的正交的扩频码序列，理论上最多可以得到nc·lc个正交的扩频码序列，每一个扩频码序列可以表示比特。

2)根据高速电文的速率，确定需要每个扩频码序列表示u比特，共需要m＝2^u正交码序列，表示为这些正交码序列来自于以及它们的循环移位。

3)高速电文{dh,m}经串并转换后，输出u路并行电文符号流，记为du,k＝[d1,kd2,k…du,k]^t，du,k表示第u路电文符号流的第k个符号值。

4)设计码周期时分图案，以每n个码周期为一个块，低速电文使用n个码周期中的nl个，不失一般性，可选为每n个码周期中的前nl个码周期。高速电文使用其余n-nl个码周期。每个u路并行符号du,k使用nu个码周期。

5)根据码周期图案，在低速电文的nl个码周期，对u路并行高速电文进行填充，一般情况，可以填充0。当n＝4，nl＝1，nu＝1时，在du,k＝[d1,kd2,k…du,k]^t中每3列插入一个全0列。

6)每一列u比特电文符号映射一种码序列，映射关系如下表：

式中，xk为二进制数[d1,kd2,k…du,k]^t的十进制数表示，即

4.步骤1中(3)所述的码周期时分，通过以下方法得到：

1)按照设计的码周期时分图案，选通低速电文扩频码还是高速电文扩频码。

可以但不限于按照时分选通脉冲进行选通，选通脉冲可以定义为：

g(t)＝gn(t),(n-1)l·tc≤t<nlc·tc,n为整数

2)码周期时分复用后的扩频码表示为：

cm＝g(t)·cl+(1-g(t))·ch

其中，cl表示的是低速电文的扩频码周期，ch表示的是高速电文的扩频码周期，码周期时分后的扩频码序列记为{cm，l}。

5.步骤1中(4)所述的基带波形调制，通过以下方法得到：

1)根据信号性能与兼容性需求，设计码片波形，p(t)。可以采用矩形码片波形或者二进制偏移载波(boc)波形。对于矩形码片波形，有：

对于正弦boc码片波形，有

式中，fs为boc调制的子载波频率，2fs/rc为整数。

2)将码周期时分后的码序列{cm,l}与码片波形p(t)进行调制，基带波形调制后的信号表示为：

实施例：本发明公开的导航增强信号调制方法操作步骤如下：

(1)信道编码。

将低速电文和高速电文分别进行信道编码，低速电文的原始信息速率为rb,l＝125bps，通过信道编码后符号速率为rs,l＝250sps，编码效率为1/2，信道编码后的信息符号流为{dl,m}，dl,m∈{0,1}。高速电文的原始信息速率为rb,h＝2.25kbps，通过信道编码后符号速率为rs,h＝4.5ksps，编码效率为1/2，信道编码后的信息符号流为{dh,m}，dh,m∈{0,1}。

(2)prn码映射。

低速电文的prn码序列序列为{cl,i}，i＝0,1,2,…,5114，cl,i∈{0,1}，码长是lc＝5115，码速率为rc＝5.115mcps。一个低速数据符号有4个码周期。将低速电文{dl,m}与扩频码序列{cl,i}异或，得到映射后码序列{cl,i}，映射过程如附图2所示。

生成高速电文的prn码序列集合，生成的不同正交扩频码序列个数为nc＝1个，扩频码的码长是lc＝5115。将该扩频码循环移位，得到m＝32个正交扩频码序列，表示为每一个扩频码序列可以表示u＝6比特。将高速电文{dhm}经串并转换后，输出6路并行电文符号流，记为d6,k＝[d1,kd2,k…d6,k]^t，du,k表示第u路电文符号流的第k个符号值，高速电文串并转换为6路并行示意图如附图3所示。

设计码周期时分图案，以每n＝4个码周期为一个块，低速电文使用4个码周期中的nl＝1个，选为每4个码周期中的第1个码周期。高速电文使用其余3个码周期。每6路并行符号du,k使用1个码周期。码周期时分图案如附图4所示。

根据码周期图案，在低速电文的1个码周期，对u路并行高速电文进行填充，即在du,k＝[d1,kd2,k…du,k]^t中每3列插入一个全0列。进行补零后，信息速率增加为6ksps，每1路的符号速率都1ksps。补0后的u路并行如附图5所示。

补0后，每一列u比特电文符号映射一种码序列，映射关系如下表：

式中，xk为二进制数[d1,kd2,k…du,k]^t的十进制数表示，即

(3)码周期时分。

码周期时分的选通脉冲定义为：

g(t)＝gn(t),(n-1)l·tc≤t<nlc·tc,n为整数

码周期时分复用后的扩频码表示为：

cm＝g(t)·cl+(1-g(t))·ch

其中，cl表示的是低速电文的扩频码周期，ch表示的是高速电文的扩频码周期，码周期时分后的扩频码序列记为{cm，l}。码周期时分示意图如附图6所示。

(4)基带波形调制。

采用码片波形p(t)进行波形调制，基带波形调制后的信号表示为：

对于矩形码片波形，有：

整个信号调制方法图附图7所示。

可以看到，在该例子中，信息速率为125bps的低速电文与信息速率为2.25kbps的高速电文同时播发，实现了高信息速率播发。本例中，只使用了一个扩码序列的32个循环移位进行高速电文调制，通过增加扩频码序列的个数，信息速率还能进一步提升。此外，调制低速电文的1ms扩频码周期和调制高速电文的1ms扩频码周期，按照码周期时分图案，合路为一个信号，作为一个整体进行信号跟踪，没有其他支路分流信号功率，因此在进行信号跟踪时，能够使用全部的信号功率，实现高精度的跟踪。

本发明说明书中未作详细描述的内容属本领域技术人员的公知技术。