蓄电池内阻测量电路及测量方法与流程

本发明涉及一种蓄电池内阻测量方法，具体涉及一种蓄电池内阻测量电路及测量方法。

背景技术：

蓄电池组是独立于变电后交流电源的备用直流电源，是电力系统中最后的防线。当机房交流供电中断时，发挥其“独立电源”的作用，保证机房控制、通信等设备安全、可靠运行。阀控铅酸蓄电池使用时的“免维护”会导致用户放松对蓄电池的日常维护管理，而不达标的工作环境又导致蓄电池的使用寿命缩短。因此采用有效的监测手段，实时、准确地掌握蓄电池“健康”状态，就能避免因单个蓄电池出现问题带来的安全隐患。而现阶段，通过检测蓄电池内阻的变化掌握蓄电池的使用状态，已成为监测蓄电池工作情况最行之有效的方法。

目前，行业内对蓄电池内阻的检测方法主要有直流放电法和交流注入法：

1、运用直流放电法检测蓄电池内阻：

在被测蓄电池两端并联放电负载，同时检测蓄电池端电压差δu和放电电流差δi，计算蓄电池内阻：

r=δu/δi=（u1-u2）/（i2-i1）

其中：u1—放电起始时刻电压；u2—放电结束时刻电压；i1—放电起始时刻电流；i2—放电结束时刻电流。

现有直流放电法的主要缺点：

（1）由于需要在蓄电池工作回路中串入接触器，检测时需要用接触器断开蓄电池工作回路，并联放电负载，因此直接影响直流供电系统的正常工作。

（2）由于测量放大器零漂的影响，需要较大的放电电流，以获得足够的电压幅值。大电流反复冲击，可造成蓄电池栅板变形、活性物质脱落等损害，大大降低蓄电池寿命。

（3）由于放电电流瞬间值很大，将产生较大的电磁干扰，因而造成系统中继电保护设备的误动作，引发安全事故。

2、运用交流注入法检测蓄电池内阻：

由于蓄电池可以等效为一个有源电阻，因此给蓄电池注入一个固定频率的电流（一般使用1khz，50ma），检测端电压的变化，计算其内阻抗：

当注入交流电流时，端电压变化，则：

其中：—复阻抗的相角；|z|=vmax/imax—复阻抗的模。

理论上，向蓄电池注入一个交流电流信号，测量由此产生的端电压信号，即可计算蓄电池内阻：

rr=vav/iav

其中：vav为交流电压的平均值；iav为注入交流电流的平均值。

现有交流注入法的主要缺点：

虽然注入的交流电流较小，但由于ups电源交流纹波的存在，且干扰严重，使检测的精度低、难度大，从而造成测量蓄电池内阻装置的成本高、重复性差，大大影响对蓄电池内阻的检测效果。

技术实现要素：

本发明的目的是解决目前蓄电池内阻测量方法对继电保护设备造成干扰，引发安全事故；测量精度低、重复性差、难度大，影响对蓄电池内阻的监测效果的问题，提供一种基于交流放电原理的蓄电池内阻测量电路及测量方法，以大大提高测量结果的精度和重复性，同时也降低了测量装置的成本，使其具有很高的性能价格比和市场竞争能力。

上述的目的通过以下的技术方案实现：

一种蓄电池内阻测量电路，其组成包括：mcu电路和被测蓄电池，所述的mcu电路与所述的被测蓄电池之间连接有电压采集电路、电流采集电路和智能负载电路，所述的智能负载电路与所述的电流采集电路电连接；

所述的电压采集电路包括数/模转换器、仪表放大器和带通滤波器，所述的数/模转换器与所述的仪表放大器电连接，所述的仪表放大器与所述的带通滤波器电连接；

所述的智能负载电路包括串行接口、模/数转换器、输出变换器和采样电阻，所述的串行接口、所述的模/数转换器、所述的输出变换器和所述的采样电阻依次电连接。

所述的蓄电池内阻测量电路，所述的mcu电路采用stm32f303cbt6为主控芯片。

所述的蓄电池内阻测量电路，所述的被测蓄电池是2v或12v蓄电池。

所述的蓄电池内阻测量电路，所述的采样电阻为纯电阻。

所述的蓄电池内阻测量电路的测量方法，此方法采用交流放电原理，并通过fft运算实现蓄电池内阻的测量，包括如下步骤：

（1）初始化及参数配置：

对串行接口、定时器进行初始化和参数配置，每中断一次，mcu电路通过串行接口向数/模转换器发送一组数据，控制其产生一个每周期为1024点（频率为100hz）、幅值为4096的交流正弦激励信号；

（2）数据采样及储存；

数/模转换器输出的交流正弦激励信号，通过输出变换器控制智能负载电路产生相应的输出变化，使蓄电池实现交流放电，从而在蓄电池及采样电阻上产生相应的电流、电压信号，经过带通滤波器滤波、仪表放大器放大、高速模/数转换器同步采样后，得到的数据赋值到相应的数组中储存，以待进一步的数据处理，定时器中断服务程序同时对周期内的采样点数进行控制，当响应信号采样点数、周期数与激励信号的控制点数、周期数相等时，开始重新定时，等待下一次采样；

（3）采用基-4时分fft算法的数据处理；

从主控芯片stm32f303cbt6的dsp库中调取用汇编语言实现的基-4时分fft算法，对电流、电压的数据做1024点fft运算，求其幅值，每个数组对应的谐波频率为fn：

fn=n*fs/1024=n*102400/1024=n*100（hz）

其中：采样频率为fs（fs=102400hz）；采样点数为1024；

在watch窗口可以观察经fft处理后的结果，显然，电流、电压信号都能分解为各次谐波信号的叠加，除其直流分量外，占信号成分最大的谐波分量的频率均为100hz，与交流激励信号频率相同，经多次测量和计算，得到蓄电池内阻值。

本发明的有益效果：

1.本发明由于采用交流放电原理，使得蓄电池内阻测量电路具有很高的

性能价格比和市场竞争能力：

（1）硬件电路构架简洁：采用stm32f303cbt6为主控芯片，协调智能负载电路、电压采集电路、电流采集电路，在被测蓄电池产生交流放电时，获取响应电流和响应电压信号，然后对其进行取样、带通滤波、放大和采集；

（2）软件处理功能完善：运用先进的基-4时分fft算法、小波信号变换、数字锁相技术进行数字化处理，提高测量分辨率和准确度，可对工作中的蓄电池内阻进行在线测量和连续监测；

2.本发明测量蓄电池内阻时，不需要断开蓄电池工作回路，也不需要在

其工作回路串接任何设备，蓄电池测量回路为独立的高阻回路（电流仅为μa级），与工作回路互不影响，可以在蓄电池工作时启动测量或更换蓄电池内阻测量装置，不影响蓄电池供电的连续性；

3.本发明测量蓄电池内阻时，蓄电池产生的交流放电电流小，对蓄电池没有冲击，不会造成栅板变形及活性物质脱落，不影响蓄电池的使用寿命；

4.本发明测量蓄电池内阻时，由于瞬间放电电流小，所产生的电磁干扰也小，不会引发因继电保护设备的误动作而造成安全事故；

5.本发明用仪表运算放大器对交流信号进行放大，用带通滤波、数字锁相等技术进行数字化处理，有效地抑制交流纹波对测量信号的影响，提高其信噪比，具有很好的抗干扰性和重复性，大大提高蓄电池内阻的检测精度；

附图说明：

附图1是本发明的电路结构示意图。

附图2是电压采集电路的原理框图；

附图3是智能负载电路的原理框图；

附图4是mcu电路原理图；

附图5是数/模转换器的电路原理图；

附图6是仪表放大器的电路原理图；

附图7是输出变换器的电路原理图；

附图8是指示电路图；

附图9是串行接口电路图；

附图10是定时器初始化流程图；

附图11是模/数转换器输出的波形图；

附图12是定时器中断函数的流程图；

附图13是数据处理函数的流程图；

附图14是幅值求取函数的流程图；

附图15是matlab仿真程序流程图；

图中：1、被测蓄电池；2、电压采集电路；3、智能负载电路；4、mcu电路；5、供电电源；6、电流采集电路；7、数/模转换器；8、仪表放大器；9、带通滤波器；10、串行接口；11、模/数转换器；12、输出变换器；13、采样电阻。

具体实施方式：

实施例1：

一种蓄电池内阻测量电路，其组成包括：mcu电路4和被测蓄电池1，所述的mcu电路与所述的被测蓄电池之间连接有电压采集电路2、电流采集电路6和智能负载电路3，所述的智能负载电路与所述的电流采集电路电连接；

所述的电压采集电路包括数/模转换器7、仪表放大器8和带通滤波器9，所述的数/模转换器与所述的仪表放大器电连接，所述的仪表放大器与所述的带通滤波器电连接；

所述的智能负载电路包括串行接口10、模/数转换器11、输出变换器12和采样电阻13，所述的串行接口、所述的模/数转换器、所述的输出变换器和所述的采样电阻依次电连接，该测量电路内还设置供电电源5，为整个测量电路供电。

mcu电路控制数/模转换器输出一交流正弦激励信号，进而智能负载电路产生相应的输出变化，则被测蓄电池向智能负载放电时产生一个频率为100hz、幅值稳定的交流正弦特征信号，由于蓄电池阻抗的存在，蓄电池上也产生相应的特征电压信号，采用高精度数字欧姆表对2v或12v蓄电池进行实测，其内阻值都是毫欧数量级，相应地特征电压信号值则为毫伏数量级。因此需要用多级的高精度仪表放大器对特征电压信号进行放大。并在各放大级之间接入严格匹配的隔直电容，限制漂移逐级传递，以保证测量精度。

蓄电池在线工作时，一些ups电源的交流纹波电流可达数安培，远大于测量信号。如果不采取有效滤波，后级的放大器将出现饱和，甚至导致隔直电容烧毁。采用可编程带通滤波器可有效对其它频率的信号进行滤波，只让接近被测信号频率的信号通过，使被测信号得到充分的放大；

被测蓄电池进行交流放电，相应的特征电流将在智能负载电路的采样电阻上产生相应的特征电压，由于采样电阻为已知阻值的纯电阻，根据欧姆定律，即可计算出电路中特征电流信号值；

对特征电流信号和特征电压信号的测量，必须采用高速模/数转换器，并严格要求按照始点同步法进行采样，在保证特征电流信号与特征电压信号间相位关系的同时将其转换为数字信号。

实施例2：

根据实施例1所述的蓄电池内阻测量电路，所述的mcu电路采用stm32f303cbt6为主控芯片。

实施例3：

根据实施例1或2所述的蓄电池内阻测量电路，所述的被测蓄电池是2v或12v蓄电池。

实施例4：

根据实施例1或2或3所述的蓄电池内阻测量电路，所述的采样电阻为纯电阻。

实施例5：

一种蓄电池内阻测量电路的测量方法，此方法采用交流放电原理，并通过fft运算实现蓄电池内阻的测量，包括如下步骤：

1初始化及参数配置：

对串行接口、定时器进行初始化（见附图10）和参数配置，每中断一次，mcu电路通过串行接口向数/模转换器发送一组数据，控制其产生一个每周期为1024点（频率为100hz）、幅值为4096的交流正弦激励信号；

2数据采样及储存；

数/模转换器输出的交流正弦激励信号（见附图11），通过输出变换器控制智能负载电路产生相应的输出变化，使蓄电池实现交流放电，从而在蓄电池及采样电阻上产生相应的电流、电压信号，经过带通滤波器滤波、仪表放大器放大、高速模/数转换器同步采样后，得到的数据赋值到相应的数组中储存，以待进一步的数据处理，定时器中断服务程序（见附图12）同时对周期内的采样点数进行控制，当响应信号采样点数、周期数与激励信号的控制点数、周期数相等时，开始重新定时，等待下一次采样；

3采用基-4时分fft算法的数据处理；

从主控芯片stm32f303cbt6的dsp库中调取用汇编语言实现的基-4时分fft算法，对电流、电压的数据做1024点fft运算（流程见附图13），求其幅值（流程见附图14），每个数组对应的谐波频率为fn：

fn=n*fs/1024=n*102400/1024=n*100（hz）

其中：采样频率为fs（fs=102400hz）；采样点数为1024；

在watch窗口可以观察经fft处理后的结果，显然，电流、电压信号都能分解为各次谐波信号的叠加，除其直流分量外，占信号成分最大的谐波分量的频率均为100hz，与交流激励信号频率相同，经多次测量和计算，得到蓄电池内阻值（见表1）。

表1：1024点蓄电池内阻值数据比较

其中：实验用的被测蓄电池的是一个12v蓄电池，用高精度数字欧姆表实测其内阻为3.67mω（0.00367ω），与表1数据对比不难发现，当fft点数达到1024时，基于基-4时分fft算法的电池内阻测量方法，能够得到满意的结果；

4运用matlab（流程见附图15）对基于fft算法的蓄电池内阻测量方法实时导出的测量数据进行仿真，从而验证其测量准确度得到提高；

蓄电池组工作电流大，且含有各种频率的谐波成分，使其在蓄电池内阻上感应出大于被测信号的谐波干扰。测量电路虽已采用多级带通滤波器，但由于其是非理想的，使采集的特征电流、电压信号除有效成分外，还存在较大的干扰成分，若采用峰值法测量，蓄电池内阻的测量精度会大大降低；采用基于基-4时分fft算法对特征电流、电压信号进行分频滤波，只选取有效成分，会使蓄电池内阻的测量精度得以提高。

1）用于仿真实验的被测蓄电池为12v，用高精度数字欧姆表进行测量，其内阻实测值是3.53mω；

2）用基于交流放电原理的蓄电池内阻测量电路及测量方法对仿真实验用蓄电池内阻进行测量：发送一个测量信号后，设置一个发送函数，通过串行接口导出相应数据，在matlab环境下进行仿真实验；

（1）用周期为10ms的100hz正弦信号作为激励，设置每周期的采样点数为256，采样3个周期，采样时间为30ms。对应采样频率为256*100hz，fft运算点数分别为256、512、768、1024，算法的分辨率分别为100hz、50hz、33.3hz、25hz（采样点数不足fft运算的点数，程序将会自动补零进行fft运算），运算数据如表2所示：

表2：每周期采样点为256时不同fft运算点数的数据

用表2内阻运算值与内阻实测值比较，显然，在fft运算点数小于或等于采样点数时，内阻运算值的误差接近0.3mω（见表2第1行），随fft运算点数增加，运算值逐渐接近实测值，fft运算点数越多，误差越小，运算越精确。分析运算数据可知，由于采样频率不够高，相邻点的时间间隔较大，造成频谱泄漏，因而存在0.15mω左右误差；当采样点数不足fft运算点数时，程序自动补零，使内阻运算值误差增大（见表2第4行），甚至影响了信号中心频率的辨识。

（2）提高采样频率，减小由于相邻采样点间隔较大带来的误差：

仍用周期为10ms的100hz正弦信号作为激励，每周期的采样点数增加为1024，采样2个周期，采样时间为20ms。对应采样频率为1024*100hz，fft运算点数分别为1024、2048、3072、4096，并要求fft的分辨率小于输入信号的中心频率时，以防止频域信号跳过中心频率点，运算数据如表3所示：

表3：每周期采样点为1024时不同fft运算点数的数据

理论分析得知，随着fft运算点数的增加，运算值则越准确，表3数据表明，当fft运算点数为1024点时，与3.53mω的实测值相比较，运算值可精确到0.1mω，继续增加到2048点时，运算值能精确到0.02mω，之后继续增加fft运算点数，程序的运算量则大大增加。在工作实践中，1024点的运算误差可满足工程运算对精度的要求，如果mcu电路资源允许，则可将fft运算点数增加至2048点。

（3）施加不同频率的激励，用多频点检测法，减小测量中不确定因素对测量结果的影响：

由fft算法可知，除直流分量外，施加激励的频率分量应为电流、电压信号频谱图的主要成分，该频率下的幅值为分频滤波后的特征电流信号和特征电压信号。其他各频率幅值为信号中的干扰成分，需要剔除或压低。

理论上，fft运算点数越多，fft的运算精度越高，但运算工作量也随之增大。运算点数n等于2的幂数时，应选用基-2的fft算法；运算点数n不等于2的幂数时，应选用混合基的fft算法。为兼顾运算的精度和速度，在内阻测量电路硬件平台测得的数据量能满足要求的前提下，仿真结果表明，fft运算点数选择2048时效果最好。

选择合理的分辨率，使变换后的峰值所对应的频率最接近中心频率，当激励信号的频率为33hz和66hz时，fft运算点数为3072，并将采样频率分别设置为33792hz、67584hz，这时分辨率可以为33792/3072=11hz、67584/3072=22hz。

若每周期的采样点为1024，当正弦波交流激励的频率为200hz时，其周期为0.005s，200hz的正弦波激励可使采样频率达到204800hz。根据现有内阻测量电路的硬件配置，继续提升激励频率会产生一定的局限性。于是在10hz至200hz的范围内进行试验。对实验用蓄电池分别施加10hz、33hz、66hz、100hz、120hz、150hz、180hz、200hz等8个频率的激励，从串行接口读取对应数据值，用matlab对数据进行处理，并运用fft算法获取其频域信息，运算数据如表4所示：

表4：施加不同频率激励的fft运算数据

对于实验用的蓄电池，各次实验选择的分辨率均可以被其交流激励的频率整除，使得组成源信号的各频域成分存在交流激励的频率。无论是电流信号还是电压信号的运算结果，除直流分量外，占其成分最大的频域分量均出现在交流激励的频率附近，这也可在一定程度上验证fft算法的准确性。

从表4可看出，对于实测值为3.53mω的实验用12v蓄电池来说，除10hz、33hz正弦交流激励时，内阻计算值与实测值相差较大外，其他频率激励的内阻计算值均与实测值接近；随着激励频率的升高，内阻计算值先增大后减小，在激励频率为120hz时，内阻计算值出现最大值3.6309mω。在交流激励频率为100hz、200hz时，内阻计算值最接近实测值；由表4的相位差转换为角度可以看出，电流值和电压值之间的相位差随着激励频率的升高也是先增大后减小。

在交流激励频率为10hz时，内阻计算值与实测值相差较大，一是由于电压、电流信号中的谐波成分的频率较小，运用当前的算法并不能有效的分辨出10hz交流激励下有效成分，剔除无效的数值；二是对任何激励频率，每周期内设置的采样点数均为1024，当交流激励频率为10hz时一个周期为0.1s，而交流激励频率为200hz时一个周期则为0.005s；较长的周期引入的谐波成分对内阻计算值的影响较大，因此在实际测量中，多采用100hz或200hz的交流正弦激励。

对于蓄电池内阻，实际计算的是被测蓄电池的复阻抗，其中包括电阻、感抗和容抗，感抗和容抗的存在会影响电流和电压值之间的相位差，如果电路的负载为纯感性负载，则电压超前于电流90°，如果电路的负载为纯容性负载，则电压滞后于电流90°；分析表4中数据可以看到，如果电路负载的感性部分和容性部分相互抵消，则电流与电压之间的相位差应为180度，此时，计算得到的内阻值最接近蓄电池的内阻实测值。

为了消除蓄电池内阻测量装置的温漂或参数分散性影响，采用多个蓄电池内阻测量装置对同一被测蓄电池进行多次重复实验。结果表明，fft算法均可以从含有各种频率谐波成分的电流及电压信号中得到正确的数字信号，经fft算法处理的内阻计算值的误差均可以控制在0.1mω以内，显然，fft算法可以有效地进行数字滤波，很好地抑制信号中的谐波干扰成分。综上，当fft运算点数达到1024时，基于fft算法的蓄电池内阻测量方法，能得到精确的内阻计算值，实时导出的实验数据，经过matlab仿真也对方法的正确性进行很好的验证。将基于fft算法的蓄电池内阻测量电路及测量方法，应用于蓄电池内阻测量实践中具有很强的现实意义和社会效益。