电流检测器的制作方法

本发明涉及电流检测器，尤其涉及磁平衡式电流检测器。

背景技术：

例如，在日本专利局发行的出版物(jp2014-228418a1)中公开了磁平衡式电流检测器。该电流检测器通过设置于磁体芯的反馈线圈产生反向的磁场，使用通过被检测电流的导通而产生的磁场被抵消的大小的反馈电流获得输出信号。特别地，该现有技术包括将来自磁检测元件的检测信号放大的数字放大器，通过将设置于数字放大器的输出滤波器兼用作反馈线圈，从而实现了整个设备的小型化。

在上述现有技术中看到的电流检测器的小型化不仅能够实现作为产品的廉价化、发热量的减少，而且还提高了配置设备时的自由度。因此，可以说“电流检测器的小型化”这一主题本身指向了期望的技术开发方向。

但是，在其另一方面，当着眼于电流检测器的内部时，伴随着小型化，内部能够确保的绝缘距离也受到制约，因此不能否认在各处出现了其它的影响。作为一例，这种影响会表现为伴随着被检测电流的急剧变化而来自电流检测器的输出信号出现紊乱。

技术实现要素：

本发明的一个目的是提供减少输出信号的紊乱的技术。为了达到该目的，本发明采用以下解决方案。

本发明的电流检测器经由电容元件使对磁平衡电路供给电源的供给路径和对绕组(反馈线圈)施加电流的施加路径耦合。

本发明所关注的输出信号的紊乱可考虑例如是伴随着被检测电流的高速切换(急剧变化)的高频分量成为噪声并对输出电流造成不利影响而产生的。通常，被检测电流频繁地进行高速切换，不易考虑到仅凭此会对输出信号产生直接影响，但本发明的发明人注意到了在电流检测器内部两者发生了电容耦合。

即，电流检测器通常包括例如磁体芯、设置于磁体芯的磁检测元件、反馈用的绕组、磁平衡电路以及其它包含控制ic、驱动电路等在内的电子部件之类的元件，并且电流检测器处于在这些元件被容纳在树脂壳体内的状态下其内部被树脂制的填充材料密封的状态。此时，在设备内部，使被检测电流导通的一次导体与磁体芯及其它电子部件隔开必要的距离而绝缘，因此，在它们之间产生寄生电容，不可避免地使它们彼此电容耦合。为此，上述高频噪声分量通过寄生电容干扰输出信号，表现为不利影响。

本发明的发明人想到了：如果是这种高频噪声分量通过寄生电容产生影响，则可以将其通过其它电容元件主动地释放到与输出信号不同的路径，来减少不利影响的发生。

本发明的电流检测器包括的耦合电路正是基于上述构思而发挥功能。耦合电路通过将在被检测电流的高速切换时可能产生的噪声分量释放到电源的供给路径，从而能够最大限度地抑制对反馈电流的施加路径、甚至是输出信号产生不利影响。

本发明中的耦合电路的构思包括多个方面。

(1)第一方面是：耦合电路具有比存在于使被检测电流导通的一次导体与将施加到绕组的反馈电流作为信号输出的导体(传感器输出线)之间的电容大的电容元件。

(2)第二方面是：耦合电路具有基于使被检测电流导通的一次导体与将施加到绕组的反馈电流作为信号输出的导体(传感器输出线)之间的绝缘距离而确定的大小的电容元件。

在上述(1)和(2)中的不管哪种情况下，在耦合电路中主动配置的电容元件对寄生电容进行分压，能够将起因于被检测电流的高频分量而在绕组中产生的噪声分量的输出目的地引导至供给路径。

附图说明

图1是一实施方式的电流检测器的电路图。

图2是第一比较例的电流检测器的电路图。

图3是第二比较例的电流检测器的电路图。

图4是表示第一比较例的电流检测器的特性的图。

图5是表示第二比较例的电流检测器的特性的图。

图6是表示一实施方式的电流检测器的特性的图。

具体实施方式

以下，参照附图对实施方式进行说明。图1是一实施方式的电流检测器100的电路图。

〔磁体芯和一次导体〕

电流检测器100例如包括树脂壳体102，在该树脂壳体102内容纳有磁体芯104。在图1中，使用双点划线示意性地示出了磁体芯104，但磁体芯104优选呈角环形状、圆环形状等，并且在其内侧(环的内周)形成有用于使电流导通的空间、即所谓的电流导通部。因此，汇流条等一次导体106贯通配置于该电流导通部的内侧。需要指出，在一次导体106中被检测电流ip被导通。

这样，电流检测器100将通过一次导体106的电流作为检测对象，磁体芯104沿着被检测电流ip流过一次导体106时产生的磁场的环绕方向配置成环状。需要指出，在被检测电流ip为较低水平(微弱电流)的情况下，也可以将一次导体106缠绕在磁体芯104上。

〔磁检测元件〕

电流检测器100包括霍尔元件108(也可以是mr元件、mi元件)作为磁检测用元件的一例。如上所述，磁体芯104呈环状，通过将其中途局部切除而形成有气隙。霍尔元件108以插入到气隙内的状态安装于磁体芯104。霍尔元件108输出与在气隙产生的磁场的强度(磁通)相应的电压信号(霍尔电压)。

〔专用电路〕

另外，电流检测器100包括驱动器ic110。该驱动器ic110例如是面向本实施方式那样的伺服型的电流检测器100将结构最优化并在内部封装专用设计的电路而成的电子部件(分立产品)。除了从电源电路(vcc)112向驱动器ic110供给驱动电压(例如+5v)之外，还向驱动器ic110输入从霍尔元件108输出的电压信号。另外，驱动器ic110向霍尔元件108分配并供给驱动电力，或者调换其极性。

〔磁平衡电路〕

如上所述，本实施方式的电流检测器100是伺服型，因此包括作为反馈电路116(磁平衡电路)的构成部分。反馈电路116例如除了具有与上述驱动器ic110连接的差动放大器114以外，还具有开关元件(图中省略附图标记)、缠在磁体芯104上的二次绕组118。二次绕组118例如以缠在磁体芯104的外周的状态而形成，在图1中示意性地进行了示出。反馈电路116基于来自霍尔元件108的电压信号驱动开关元件，生成施加到二次绕组118的反馈电流。反馈电流通过施加路径117而施加到二次绕组118。二次绕组118通过被施加(供给)反馈电流，从而产生朝向抵消由被检测电流ip所产生的磁场的方向的反磁场，使磁体芯104的内部磁场平衡。

〔输出电压vout〕

电流检测器100向外部输出二次绕组118的反馈电流。输出电流例如通过外部的检测电阻120被切换为输出电压vout。需要指出，检测电阻120也可以内置于电流检测器100中。

〔电源供给路径〕

电流检测器100例如可以与外部的直流电源122连接而进行工作。电源从直流电源122通过供给路径123、124供给到反馈电路116。直流电源122是在上述反馈电路116生成的反馈电流的供给源(vcc(+)和vcc(-))。

另外，直流电源122例如是±24v的电压。需要指出，直流电源122也可以内置于电流检测器100中。

另外，在电流检测器100中还内置有其它各种电路元件、保护元件(电阻、二极管、齐纳二极管等)，但省略对它们的说明。

〔耦合电路〕

于此，本实施方式的电流检测器100包括耦合电路124。耦合电路124包括两个电容元件c1、c2，并经由这些电容元件c1、c2将二次绕组118耦合到从直流电源122向反馈电路116供给电源的供给路径123、124。电容元件c1、c2中的一个电容元件c1与直流电源122的正(vcc(+24v))侧的供给路径123连接，另一个电容元件c2与负(vcc(-24v))侧的供给路径124连接。这种耦合电路124可以通过将作为电容元件c1、c2的例如芯片型电容器安装在未图示的电路基板上来实现，可以将包含布线图案制作在内的制造成本抑制得极低。

〔寄生电容〕

在电流检测器100的结构方面，树脂壳体102内用树脂制的填充材料(例如pu等)进行密封，因此将填充材料作为电介质在一次导体106与二次绕组118之间存在寄生电容cs(杂散电容)。本发明的发明人明确了：该寄生电容cs作用于使一次导体106和二次绕组118电容耦合的方向，因此例如当被检测电流ip产生了急剧变化(高速切换)时，此时的高频分量作为噪声转移到二次绕组118，结果对输出电压vout造成不利影响。

对此，发明人的改进方案通过将上述耦合电路124设置在电流检测器100中来实现。即，耦合电路124通过电容元件c1、c2将二次绕组118耦合到从直流电源122到反馈电路116的电源的供给路径123、124(±)，从而能够将成为问题的噪声分量主动释放到与二次绕组118不同的地方。由此，可以防止对输出电压vout产生不利影响，可以将由电流检测器100获得的检测信号的质量、精度保持在较高水平。

通过与以下列举的两个比较例进行对比，进一步阐明本实施方式的电流检测器100的有用性。需要说明的是，比较例不是实施方式，而是相关技术且不是现有技术。

〔第一比较例〕

图2是第一比较例的电流检测器200的电路图。与本实施方式的较大不同点在于，第一比较例的电流检测器200不包括本实施方式中使用的耦合电路124的构成。关于更细微之处，在第一比较例中差动放大器114没有连接到直流电源122的负侧，这一点与本实施方式不同。至于与本实施方式相同的其它构成，在图2中用相同的附图标记表示并省略其重复说明。

第一比较例的电流检测器200没有特别针对寄生电容cs提供任何对策。因此，显著出现被发明人明确的上述问题，并且输出电压vout较大地受到噪声分量的不利影响。需要指出，关于这一点，列举具体的验证结果并在后面进一步描述。

〔第二比较例〕

图3是第二比较例的电流检测器300的电路图。在第二比较例中，使物理性的屏蔽部件302(例如铜板)介于一次导体106与二次绕组118之间，并且将屏蔽部件302接地到直流电源122的负侧。在这种情况下，虽然可以认为理论上没有产生寄生电容，但是实际上这还不是充分的对策。需要指出，关于这一点，也列举具体的验证结果并在后面进一步描述。

图4是表示第一比较例的电流检测器200的特性的图，图5是表示第二比较例的电流检测器300的特性的图，而且，图6是表示本实施方式的各电流检测器100的特性的图。以下，分别进行说明。

〔图4：第一比较例的特性〕

上段示出被检测电流ip的输入波形。于此，例如在三个时刻t10、t12、t13，被检测电流ip发生高速切换(均为急剧的变化)。

结果可知，在没有采取任何对策的第一比较例中，通过一次导体106与二次绕组118之间的寄生电容cs，被检测电流ip的高频分量变为对于反馈电流的噪声分量，对下段所示的输出电压vout造成极端不利的影响(时刻t10、t12、t13)。

〔图5：第二比较例的特性〕

观察上段，于此也是同样地，例如在三个时刻t20、t22、t23，被检测电流ip发生高速切换(均为急剧的变化)。

观察下段可知，第二比较例虽然通过配置屏蔽部件302而在理论上采取了对策，但实际进行验证时，并不能充分消除噪声分量对输出电压vout的不利影响。例如，虽然在各时刻t20、t22、t23抑制了输出电压vout在正方向上的波形紊乱，但并未抑制在负方向上的紊乱。另外，在各时刻t20、t22、t23(时刻t23之后未在图中体现)之后的时间段输出电压vout也出现紊乱，反而得到相反的效果。

〔图6：本实施方式的特性〕

如在上段所看到的，在本实施方式中，也是例如在三个时刻t1、t2、t3，被检测电流ip发生高速切换(均为急剧的变化)。

然而，如在下段所看到的，可知与其它第一比较例和第二比较例相比，各时刻t1、t2、t3时的输出电压vout的波动大幅减小，噪声分量的不利影响被抑制到最小。

对上面进行总结如下：

(1)在本实施方式、第一、第二比较例等的闭环型电流传感器中，通过树脂壳体102和填充剂，一次导体106与二次绕组118处于通过寄生电容cs彼此耦合的状态。因此，当对一次导体106施加了高速切换电压时，噪声波形作为误差(误动作)输出到传感器的输出信号中(第一比较例)。

(2)为了抑制这种情况，在第二比较例中，采用了在一次导体106的周围设置屏蔽部件302并使该屏蔽部件302落到直流电源122的负侧来抑制输出信号的误差的方法，但实际上并没有获得太好的结果。

(3)在如第二比较例那样的方法中，当用铜制的柔性板制作屏蔽部件302时，预计每个产品将增加几百日元的成本。

(4)在本实施方式中，通过将分别连接到vcc(+)及vcc(-)的电容器c1、c2连接到反馈电流的输出线与电感器(二次绕组118)的连接部分，能够减少传感器输出信号的误动作量。因为电容元件c1、c2作为安装部件仅仅是两个芯片型电容器，所以能够以非常低的成本实现可靠的对策。

(5)在针对本实施方式的验证结果中，可以确认与第一比较例和第二比较例相比大约减少50％的误动作量。

〔电容的设定基准〕

于此，对耦合电路124中的电容元件c1、c2的设定进行描述。在本实施方式中，例如可以根据以下准则来设定电容。

(1)将电容元件c1、c2设定为比寄生电容cs大的电容。例如，如果寄生电容cs是几百pf，则设定比其大的1000pf的电容。

(2)电容元件c1、c2可以基于一次导体106与从二次绕组118的传感器输出线(输出导体)之间的绝缘距离来进行设定。

不过，如果电容元件c1、c2是如0.1μf那样大的元件，则晶体管的输出线的驱动能力不足，不能适当地输出阶跃响应波形。另外，如果将电容元件c1、c2与二次绕组118的绕组末端连接，则在二次绕组118的l分量和电容分量间发生振荡，因此应该避免那样的连接。

不管在哪种情况下，根据本实施方式的电流检测器100，在耦合电路124中配置的电容元件c1、c2对寄生电容cs进行分压，能够将由一次导体106的高速切换所引起的噪声分量释放到直流电源122的正侧和负侧，因此能够将高频分量对输出电压vout造成的影响抑制到最小限度。

上述实施方式能够进行各种变形。例如，磁体芯104的形状不仅可以是实施方式中列举的方形圈形状、圆环状，而且也可以是其它的多边形环形状，还可以是椭圆形状。另外，磁体芯104也可以使用坡莫合金、其它磁性材料(铁氧体、硅钢板、铁镍合金等)制作，并且磁体芯104可以采用环形结构、层叠结构。

电流检测器100也可以具有消磁电路，消磁电路消除磁体芯104的残留磁通(所谓的去除磁滞)，因此能够使用与上述二次绕组118分开缠绕的消磁用线圈去除磁滞。

另外，与附图一起列举的电流检测器100或其一部分结构只是优选的一例，也可以在基本结构中附加各种部件或者替换一部分。