超宽带功率电平测量和控制电路的制作方法

本发明属于微波功率测量技术领域，涉及超宽带功率电平测量和控制电路。

背景技术：

目前微波功率测量技术主要有热敏电阻、热电偶和二极管检波式三种。热敏电阻检测功率是利用温度随负载功率变化来确定功率值，其测量范围较小、灵敏度不高；热电偶式虽然稳定度好、灵敏度高，但相比于二极管检波式功率测量其动态范围不高；二极管检波式功率测量采用肖特基二极管来实现。

二极管检波器特性曲线受温度以及频率影响比较严重，这是由于二极管pn节的固有特性，在温差较大环境中检波特性变化明显，无法确保不同温度环境下相同功率的微波信号对应检波电压的一致性。另外二极管检波方案其输入端匹配网络驻波比在不同的频率信号下有差异，尤其是在频率跨度较大的情况下驻波比差异更大，这就导致了二极管检波器在超宽带下功率和电压对应的特性曲线一致性很差，导致其在超宽带下应用受限。

对于微波功率电平功率控制，早期大多是以模拟电路的方式搭建的agc回路，如图1所示。

由于比较器基准电压不方便随时更改调节，一般应用时只能把输出功率稳定在某一点，针对模拟功率电平控制技术中输出功率无法实时调节这一应用限制的缺陷，之后出现了数字功率电平控制技术。数字功率电平控制技术是通过功率检波器测量输入、输出功率电平，功率检波数据传入mcu后配合dac输出控制链路中电调衰减器的衰减量来实现对增益和输出功率的控制，控制框图如下图2所示。

这种数字的功率电平控制方式可以增大对功率电平的动态控制范围，但是由于检波电压采集、功率计算、衰减调节都需要通过mcu串行程序处理，需要一定响应时间，相比纯硬件电路其响应速度会变慢。

技术实现要素：

本发明的目的在于：提供了超宽带功率电平测量和控制电路，解决了上述背景技术提到的问题。

本发明采用的技术方案如下：

超宽带功率电平测量和控制电路，包括输入耦合组件、输入检波器、mcu、比较器、输出检波器、频率识别电路、衰减调理电路、电调衰减器、gan功率放大器和输出耦合组件，其中：

输入信号经过输入耦合组件后向输入检波器，所述检波器检测输入功率后进行模数转换传入mcu，同时输入检波器连接频率识别电路，所述频率识别电路对信号进行分频、调幅、整形和频率计数后传入到mcu；

所述mcu根据事先录入的频率、功率、检波电压对应的三维数组表求得功率值，所述mcu进行数模转换后输出到比较器，同时输出检波器输出电压到比较器，所述比较器配合衰减调理电路控制电调衰减器的衰减达到控制功率电平从而控制gan功率放大器，所述gan功率放大器经过输出耦合组件进行输出。

进一步地，所述输入检波器和输出检波器均包括二极管检波电路、检波直流偏置参考电路和温补检波差分电路，所述温补检波差分电路的输入端分别与二极管检波电路和检波直流偏置参考电路连接，所述温补检波差分电路的输出端与mcu连接。

进一步地，所述频率识别电路包括分频器、两个放大整形、阀门、门控电路、时基电路和通用计数器，所述分频器连接一个所述放大整形后连接阀门，所述阀门连接一个所述放大整形后连接通用计数器，所述时基电路连接门控电路后与阀门连接。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本发明的有益效果是：

本发明与窄带、常温下工作的gan功率放大器相比，扩展了gan功率放大器的应用范围，使其能在超宽带、宽温下实现比较好的指标，为了改善gan功率放大器线性度，现有技术通常是把固态功放应用在其输出饱和功率回退3db以后，确保其工作在线性区，此种情况就大大浪费了功率资源，通过功率电平控制技术在保证输入、输出线性度以及增益的前提下可以把功放输出功率尽量往上抬，实测一般情况下可以从回退3db降到回退1db，比如饱和输出55dbm的某固态功放，在通常情况下应用时为了线性度只能工作在52dbm以下，而加入了功率电平测量和控制电路后可以把输出扩展到54dbm使用，另外此设计利用数模转换输出参考电压，配合比较器和电调衰减调理电路的进行功率电平控制的方式取代了以往输出检波数据需要先ad采集后再经mcu处理、计算对应功率后进行衰减控制这一功率电平控制技术，大大缩短了功率电平控制响应时间。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图，其中：

图1是现有技术模拟功率电平控制框图；

图2是现有技术数字功率电平控制框图；

图3是本发明微波功率检测与控制框图；

图4是本发明二极管检波电路图；

图5是本发明检波直流偏置参考电路图；

图6是本发明温补检波差分电路图；

图7是本发明二极管检波电路加入温补前特性曲线；

图8是本发明二极管检波电路加入温补后特性曲线。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，即所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，术语“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

实施例1

本发明较佳实施例提供的超宽带功率电平测量和控制电路，包括输入耦合组件、输入检波器、mcu、比较器、输出检波器、频率识别电路、衰减调理电路、电调衰减器、gan功率放大器和输出耦合组件，其中：

输入信号经过输入耦合组件后向输入检波器，所述检波器检测输入功率后进行模数转换传入mcu，同时输入检波器连接频率识别电路，所述频率识别电路对信号进行分频、调幅、整形和频率计数后传入到mcu；

所述mcu根据事先录入的频率、功率、检波电压对应的三维数组表求得功率值，所述mcu进行数模转换后输出到比较器，同时输出检波器输出电压到比较器，所述比较器配合衰减调理电路控制电调衰减器的衰减达到控制功率电平从而控制gan功率放大器，所述gan功率放大器经过输出耦合组件进行输出。

本发明输入信号经过具有一定耦合度的输入耦合组件，输入耦合组件正向耦合输出口连接输入检波器检测输入功率；输出耦合组件正向耦合端口连接输出检波器；输入检波器通过模拟直流量转化为数字量传入mcu，其中模拟直流量转化为数字量优选ad采集，另一耦合端口连接频率识别电路，把分频、调幅、整形和频率计数后检测到频率值上传mcu，根据事先录入mcu的频率、功率、检波电压对应的三维数组表求得功率值，进而通过mcu控制进行数模转换输出与输出检波器输出电压通过比较器来控制电调衰减器的衰减达到控制功率电平，从而实现gan功率放大器通过输出检波器稳定输出功率的目的，其中数模转换采用adc进行。

利用分频计数、输入检波器解决了超宽频带、大温差下功率检波器件受频率和环境温度影响，不同频点和不同温度下功率电平与对应的检波电压值一致性不好、输出功率不稳定的问题，解决了高端增益压缩严重导致的功率资源浪费的问题，把以往只能应用在饱和功率点回退3db以后的放大系统扩展到了在保证线性度良好、增益满足的条件下几乎可以工作在接近饱和区。

实施例2

在实施例1的基础之上，细化了输入检波器、输出检波器和频率识别电路，具体如下：

所述输入检波器和输出检波器均包括二极管检波电路、检波直流偏置参考电路和温补检波差分电路，所述温补检波差分电路的输入端分别与二极管检波电路和检波直流偏置参考电路连接，所述温补检波差分电路的输出端与mcu连接。

如图4所示，所述二极管检波电路包括输入匹配网络、隔直电容c1、直流偏置电感l2、肖特基检波二极管d1、高频去耦电容c2、c3、额流电感l1、提供直流偏置的电阻r1、r2。

其中，输入检波器和输出检波器的设计采用肖特基二极管，由肖特基二极管的非线性特性把输入的交变信号转化为直流量信号供ad采集，由于二极管特性阻抗一般比传输线特性阻抗50ω大几倍，因此传输信号经过二极管时会有较大损耗，为了使信号能够高效的通过二极管必要对输入端进行阻抗匹，信号进入二极管检波电路前要进行输入匹配后经隔直电容进入检波电路。

如图4所示，rf_in为输入信号，肖特基二极管d1上的压降为vd，vc是电容c2上的压降，直流电压源通过r1、r2分压后为检波电路提供直流偏置电压vz，过程如下：当忽略二极管导通压降的影响，rf_in_1在负半周，电压小于直流偏置vz时，二极管导通，导通电阻为rd，此时c2上的电压通过二极管向电容和l2放电，放电常数τ＝rd*c2，由于二极管导通电阻rd很小，所以放电常数τ很小，电容c2上的电压vc很快达到rf_in的谷值，当rf_in_1大于vz时，电容c2上的电压值通过电阻r1充电，充电电常数为：r1*c1，实际电路中r1>>rd,所以充电常数远大于放电常数。电容器上的电荷还没有充满达到直流偏置电压，在输入信号rf_in_1下一个负半周期，又开始给通过c2放电，当充电、放电电荷相等，达到动态平衡时，电容器c2上的电压趋近于输入信号谷值。

其中l1的作用是提供低频通路，在前端加上的时候是抑制低频增益，防止低频增益过高引起自激，为泄露到射频端(也就是输入端)的整流电流提供了直流回路。

设计结果：将rf_in交流信号转化为等于波谷的直流量，实现谷值检波。

其中l1、c1、r1的值是根据检波器的工作覆盖频段来确定的。以0.38-2ghz频段检波器设计为例，先确定

其中f1＝0.38ghz，f2＝2ghz.直流输出端c2的容抗zc2大概确定为50ω传输线阻抗的1/5倍，即zc2＝10ω，保证输出端为直流量。由于

把f和zc2的值带入(2)计算得c2≈18.7pf,应用时取常用容值20pf电容。

由(50ω传输线阻抗的十倍),计算得l2＝93nh,取近似值100nh。

负载电阻值r2值的确定主要考虑到对检波器下降沿的影响。二极管反偏时其等效电阻值rd应远大于负载电阻r2，因此下降沿由电容c2和负载电阻r2确定。取下降沿时间t＝200ns计算r2的阻值。放电常数τ＝r2c2,取t＝5τ＝5r2c2,计算得r2＝2kω,r1的取值根据直流偏置供电压压大小决定，如供电5v，直流偏置点设置在0.7v时有：可计算出r1的值大概为12kω左右。

由于二极管是非线性器件、受温度影响比较严重，为此做了一个对称的检波直流偏置参考电路。检波直流偏置参考电路采用除输入匹配外与检波二极管相同的电路结构，如图5所示，输出端用作检波输出电压vdet的参考电压，以差分形式进行温度补偿。

温补检波差分电路如图6所示，应用时d1、d2采用一个封装管壳的对管，目的为保证温度特性曲线一致性，vref只受温度影响，采用差分电路实现vout＝vref-vdet消除温度带来的影响。

先对vref、vdet进行电压跟随，保证输出为低阻态，之后对输出的跟随电压进行差分处理，由虚短、虚短的概念得出以下等式：

把r5＝r6＝r7＝r8＝10k,带入(2)，得

vout＝vref-vdet(3)

此电路的以硬件电路的方式实现稳定的差分输出，输出端满足大多数主流adc采集端0～0.3v的电压范围，最终采用差分求值实现对二极管检波电路的温度补偿。

在加入温补检波差分电路前后2ghz频点下检波电压与检波功率值的一组对应关系图表如图7和图8所示。对比可看出在对二极管检波电路加入温度补偿电路后，大温差下检波一致性改善很好。

具体地，所述频率识别电路包括分频器、两个放大整形、阀门、门控电路、时基电路和通用计数器，所述分频器连接一个所述放大整形后连接阀门，所述阀门连接一个所述放大整形后连接通用计数器，所述时基电路连接门控电路后与阀门连接。

频率识别若采用微波频率计的话，成本高昂，体积较大，与设计不符。对于计数精度要求不高的本设计来讲，考虑体积和成本，做了上述设计。先对微波信号通过分频器进行分频、然后通过一个放大整形进行放大、整形，然后通过mcu自带定时器对低频脉冲计数。设计分为两部分：分频和计数。

一般通用计数器计数频率上限大概500mhz左右，因此要测量微波频率，必须采用频率变换技术，将高频信号变换到中低频之后在用通用计数器计数，称之为计数法测频，本设计采用adi公司的hmc862a，两次八分频后对信号放大、整形并采样。

实施时，由于相距较远的不同频点下二极管检波电路输入网络匹配驻波比差异很大导致检波一致性不好，因此要对频响进行补偿。由于相近频段二极管检波电路输入驻波缓慢变化、检波差异较小，可每隔0.5g步进作为一个频率校准因子，根据实测频率软件算法寻找最近的校准频率点。假设预先录入mcu的校准频率信息为{freq[i]}(i＝0,1,2,3,....,n-1),实测频率为freq，则freq的校准频率f点为：

对功率计算时采取分段线性插值法。先录入各校准频率点下检波电压与功率值的对应表。其中检波电压为{vf[i]}(i＝0,1,2,3,....,n-1),对应的功率值为：{pf[i]}(i＝0,1,2,3,....,n-1)，若输入检波器电压为v，对应的输出功率p的计算公式.

首先求得相对应频点下所需控制功率值对应的检波电压输出量，再通过mcu控制dac输出电压，使之等于所需控制的功率对应的检波电压。在比较器连接输出检波器的输入端口电平未达到控制量时，比较器输出端会通过电调衰减调理电路一致控制衰减器衰减度的变化，直至功率电平对应的检波电压达到所需控制点，实现整机输入、输出增益的可控，保障输出功率的稳定。

此电路的创新点在于很好的解决了模拟功率电平控制下输出功率的单一、不可调性以及数字功率电平控制带来的响应时间稍长的缺陷，最终实现了对0.38-18ghz整个频段输出功率电平的控制，输出功率可以控制在满足20～47dbm之间的任意设定值，控制精度为±0.2dbm，响应时间由数字功率电平控制方案的200ms降低到了50ms。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明的保护范围，任何熟悉本领域的技术人员在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。