基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法

1.本发明涉及速度信息获取方法，更具体涉及基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法。


背景技术：

2.傅里叶变换红外光谱仪作为一种高精密测量科学仪器，随着其在大气环境监测、气象科学研究以及国防军事等领域的不断深入应用，对于傅里叶变换红外光谱仪的性能也提出了更高要求，干涉仪系统作为傅里叶变换红外光谱仪的核心子系统，其运动控制精度是影响傅里叶变换红外光谱仪的主要因素之一。目前常用的干涉仪控制方法主要有数字信号处理补偿法、基于位置误差级及误差变化率的pid控制法、基于速度环的先进控制法等，其中基于光程差速度环的反馈控制策略具有设计简单、实时性强的优点，该方法的关键技术难点是获取速度反馈信息。
3.针对基于速度反馈干涉仪控制策略中的速度信息获取方法，《任利兵,杨宏雷,尉昊赟.采用ftir原理的多组分气体分析仪研制[j].红外与激光工程,2013,42(12):3175-3179》，研究了音圈电机内置磁编码器方法，通过磁编码器来获取干涉仪速度信息。欧洲气象卫星组织在其主要载荷红外大气探测干涉仪(iasi)中，通过光学直线编码器方法来获取干涉仪速度信息，该方法对光学编码器使用环境要求高，需要消除机械间隙带来的误差。日本相关学者研究了基于分布式反馈激光二极管速度检测系统获取干涉仪速度信息的方法。上海技术物理研究所研究了基于激光干涉法的速度信息获取方法，利用两路正交干涉光信号进行速度判向和脉冲计数，从而获得干涉仪运动的速度大小和方向。
[0004]
由于各种编码器的精度难以满足高精密红外光谱仪的设计要求，激光干涉法逐渐成为红外光谱仪速度信息获取的主流设计方法。目前关于基于激光干涉法的研究主要集中在光源稳定性，有关获取速度信息的干涉信号处理方法研究较为匮乏。


技术实现要素：

[0005]
本发明所要解决的技术问题在于基于激光干涉法的研究主要集中在光源稳定性，有关获取速度信息的干涉信号处理方法研究较为匮乏。
[0006]
本发明通过以下技术手段实现解决上述技术问题的：基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法，所述方法包括：
[0007]
步骤一：激光信号经过干涉仪形成干涉信号，通过光电检测与信号处理电路将干涉信号转化为数字电路能够识别的过零点脉冲信号；
[0008]
步骤二：数学建模获取光程差速度计算公式；
[0009]
步骤三：过零点脉冲信号输入fpga，fpga的晶振产生原始计数时钟信号，通过锁相环实现原始计数时钟信号等相差移相，产生n路计数时钟信号，来同时驱动n个相同计数器计数，经过求和算出计数总数；
[0010]
步骤四：将计数总数代入光程差速度计算公式获取光程差速度的值。
[0011]
本发明通过光电检测与信号处理电路将干涉信号转化为数字电路能够识别的过零点脉冲信号，然后建模获取光程差速度计算公式，通过等效时钟法对过零点脉冲计数，将计数总数代入光程差速度计算公式获取光程差速度的值，实现获取速度信息的干涉信号处理。
[0012]
进一步地，所述步骤二包括：
[0013]
通过公式f
hn
＝u
opvhn
获取干涉仪的正弦波频率，其中，u
op
表示光程差速度，v
hn
表示激光信号的波数；
[0014]
过零点脉冲频率与干涉仪的正弦波频率的关系式为f0＝2f
hn
，其中，f0表示过零点脉冲频率；
[0015]
高频时钟信号频率为fc，在过零点脉冲一个周期内计数个数为m，则过零点脉冲频率
[0016]
根据干涉仪的正弦波频率、过零点脉冲频率与干涉仪的正弦波频率的关系式及过零点脉冲频率计算公式得光程差速度计算公式为
[0017]
更进一步地，所述步骤二之后步骤三之前还包括：对基于t法测量获取速度信息的方法进行误差分析。
[0018]
更进一步地，所述对基于t法测量获取速度信息的方法进行误差分析的具体过程为：在t法测量过程中当被测脉冲信号上升沿到来时，计数器对高频时钟信号上升沿开始计数，当下一个被测脉冲信号上升沿到来时，计数器归零并且重新开始计数，由于高频时钟信号相对于待测脉冲信号是独立的，高频时钟信号的上升沿不可能正好落在待测脉冲信号的边缘，在计数时间内最多存在一个时钟的误差，即有误差δe≤1，相对误差为1/m，从相对误差公式可以看出，过零点脉冲频率固定时，高频时钟信号的频率越高，相对误差越小，通过提高频时钟信号频率来减小相对误差。
[0019]
进一步地，所述步骤三中经过等相差移相后的时钟相位分别为
[0020]
更进一步地，所述步骤三中通过锁相环对原始计数时钟信号分别等相差移相0
°
，90
°
，180
°
，270
°
，产生4路计数时钟信号，来同时驱动4个相同计数器计数，经过求和算出计数总数。
[0021]
进一步地，所述光电检测与信号处理电路包括顺次连接的光电探测器、前置放大电路、低通滤波电路及整形电路。
[0022]
更进一步地，所述前置放大电路包括放大器a1、放大器a2、顺序编号的电阻r1至电阻r5、电阻rf、电容c及电容c3，所述放大器a1的反相端、光电探测器的阴极、电阻rf的一端及电容c的一端连接，放大器a1的同相端、放大器a1的电源负端及光电探测器的阳极连接并接地，放大器a1的电源正端接电源vcc，放大器a1的输出端、电容c的另一端、电阻rf的另一端及电容c3的一端连接，电容c3的另一端与电阻r1的一端连接，电阻r1的另一端、电阻r3的一端及放大器a2的反相端连接，电阻r3的另一端、电阻r4的一端及电阻r5的一端连接，电阻r5的另一端接地，电阻r4的另一端与放大器a2的输出端连接，放大器a2的同相端与其电源
负端连接并接地，放大器a2的电源正端接电源vcc。
[0023]
更进一步地，所述低通滤波电路包括顺序编号的电阻r6至电阻r9、电容c11、电容c12及放大器a3，所述电阻r6的一端、电源v1的正端及放大器a2的输出端连接，电阻r6的另一端、电阻r7的一端、电阻r8的一端及电容c12的一端连接，电阻r8的另一端、电容c11的一端及放大器a3的反相端连接，电阻r7的另一端、电容c11的另一端、放大器a3的输出端及电阻r9的一端连接，电容c12的另一端、放大器a3的同相端及电阻r9的另一端接地，放大器a3的电源正端接电源vcc1，放大器a3的电源负端接电源vcc。
[0024]
更进一步地，所述整形电路包括顺序编号的电阻r10至电阻r13、二极管d1、二极管d2、放大器a4、非门u2a、非门u6a、触发器u4a、触发器u3a及异或门u5a，所述电阻r13的一端及放大器a3的输出端连接，电阻r13的另一端、电阻r11的一端及放大器a4的同相端连接，放大器a4的反相端通过电阻r10接地，放大器a4的输出端与电阻r12的一端连接，电阻r12的另一端、电阻r11的另一端、二极管d1的阳极、非门u6a的输入端及非门u2a的输入端连接，二极管d1的阴极与二极管d2的阴极连接，二极管d2的阳极接地，非门u6a的输出端与电阻r14的一端连接，电阻r14的另一端、电容c13的一端及触发器u3a的输入端连接，电容c13的另一端接地，非门u2a的输出端与触发器u4a的输入端连接，触发器u4a的输出端以及触发器u3a的输出端均与异或门u5a的输入端连接，异或门u5a的输出端输出处理好的信号。
[0025]
本发明的优点在于：本发明通过光电检测与信号处理电路将干涉信号转化为数字电路能够识别的过零点脉冲信号，然后建模获取光程差速度计算公式，通过等效时钟法对过零点脉冲计数，将计数总数代入光程差速度计算公式获取光程差速度的值，实现获取速度信息的干涉信号处理。
附图说明
[0026]
图1为本发明实施例所提供的基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法中光电检测与信号处理电路的原理框图；
[0027]
图2为本发明实施例所提供的基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法中光电检测与信号处理电路的前置放大电路的原理图；
[0028]
图3为本发明实施例所提供的基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法中光电检测与信号处理电路的低通滤波电路的原理图；
[0029]
图4为本发明实施例所提供的基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法中光电检测与信号处理电路的低通滤波电路幅频特性曲线；
[0030]
图5为本发明实施例所提供的基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法中光电检测与信号处理电路的低通滤波电路相频特性曲线；
[0031]
图6为本发明实施例所提供的基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法中光电检测与信号处理电路的整形电路的原理图；
[0032]
图7为本发明实施例所提供的基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法中光电检测与信号处理电路的整形电路进行方波整形的仿真结果；
[0033]
图8为本发明实施例所提供的基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法中光电检测与信号处理电路的整形电路进行过零点脉冲整形的仿真结果；
[0034]
图9为本发明实施例所提供的基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法中t法
计数原理时序图；
[0035]
图10为本发明实施例所提供的基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法的时序图。
具体实施方式
[0036]
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
[0037]
本发明实施例提供基于等效时钟法的干涉仪速度信息获取方法，以下通过光程差速度对信噪比的影响、激光干涉信号处理及速度信息获取算法等几个大的方面详细介绍本发明的方法过程。
[0038]
1光程差速度对信噪比的影响
[0039]
等光程差采样对光谱重建质量具有重要影响，当采样信号不均匀时，等光程差采样会产生位置误差，根据光谱仪的光谱图与干涉图之间傅里叶变换关系可知，在干涉图重建光谱图的过程中增加了一项额外误差，额外误差项反映在光谱图上表现为光谱图的信噪比降低。假设在波数处，产生采样位置误差δx，则信噪比为：
[0040][0041]
式中，snr为光谱图信噪比，为波数，δx为采样位置误差
[0042]
为了保证采样位置均匀，大多数光谱仪采用基于参考激光干涉脉冲触发的等光程差采样方法，但是，如果干涉仪系统不能保证光程差速度高度稳定，则会导致激光干涉脉冲信号频率波动，进而带来采样位置波动，因此无法严格实现等光程差采样。
[0043]
根据傅里叶变换光谱仪的光程差速度稳定性要求，即
[0044]
ν
err
/ν≤1/snr
ꢀꢀ
(2)
[0045]
其中，ν
err
为速度误差，ν为速度值，snr为信噪比
[0046]
由式(2)可知，要满足信噪比在100以上的要求，则干涉仪的光程差速度稳定性需控制在99％以上。因此，需要设计高精度的光程差速度信息获取系统，以确保干涉仪闭环控制系统能够满足光程差速度稳定性要求。
[0047]
2激光干涉信号处理
[0048]
2.1激光干涉信号检测与处理电路
[0049]
光电信号检测与处理电路的主要作用就是把激光干涉信号转化为数字电路识别的脉冲信号，在设计电路时主要考虑电路噪声以及时钟抖动问题。整个设计流程与思路如图1所示。
[0050]
(1)光电探测器与前置放大电路
[0051]
在红外光谱仪激光干涉法的反馈系统中，参考光源选择he-ne激光，波长632.8nm；光电探测器选择硅pin光电二极管s10784，响应中心波长为650nm，响应速度高达300mhz，灵敏度高达0.45a/w，暗电流最大值1000pa。
[0052]
如图2所示，前置放大电路的作用是将硅pin光电二极管探测器得到的微弱电流信
号转换为后级电路所需要的电压信号。一般来说，单级运放增益过大会使放大器稳定性降低，产生非线性失真。因此，为了实现系统的高增益要求，将前置放大电路设计多级放大的形式，第一级采用跨阻放大电路实现i-v转换，第二级采用t型反馈放大电路完成低噪声放大的需求。
[0053]
跨阻放大电路设计如图2中左半图所示。放大器选择max4488运算放大器，具有低失真(0.0002％thd+n)，低输入电压噪声密度和低输入电流噪声密度等特点。max4488的输入失调电压仅为70μv，输入偏置电流仅为1pa，具有出色的稳定性，使得能够满足电路精度要求。硅pin光电二极管探测器作用是将激光干涉信号转化为电信号，输出微安量级的交流电流信号。将硅pin光电二极管设置在零偏置光伏模式下工作，线性度较高，没有暗电流产生，因此探测器的输出信噪比较高。
[0054]
t型反馈放大电路如图2中右半图所示。用t型反馈放大电路既可以解决传统运放电路温度漂移问题，又可以解决高增益需要高反馈而带来的电阻热噪声问题。放大器选择低噪声、精密、高速运算放大器op37。op37具有低偏移(25μv)和低漂移(0.2μv/℃)的特性，输入电压噪声密度仅为输入电流噪声密度仅为很好地满足了二级放大电路的要求。
[0055]
(2)低通滤波电路
[0056]
由于前置放大电路的两级放大作用，电路输出端会出现高频噪声干扰激光干涉信号，为了提高激光干涉信号的信噪比，需要根据系统特性设计低通滤波器降低高频噪声干扰。常见的滤波器类型主要有巴特沃斯型、贝塞尔型、切比雪夫型、椭圆型等。其中，巴特沃斯滤波器设计简单，性能优秀，具有良好的线性相位和平坦的通带。系统要求带宽电压的幅频响应平坦，设计采用二阶巴特沃斯低通滤波器。
[0057]
根据基尔霍夫电流定理可求出，二阶巴特沃斯低通滤波器的传递函数为：
[0058][0059]
根据傅里叶变换红外光谱仪的设计要求，光程差扫描速度为u＝0.33cm/s，he-ne激光波长λ＝632.8nm。由公式f＝u/λ得到参考激光干涉信号的调制频率约为5khz。设计二阶巴特沃斯低通滤波器截至频率为f0＝25khz，通带增益k1＝-1，电容c11＝1nf，等效品质因素q＝0.707。计算电路各参数分别为r6＝5600ω，r7＝5600ω，r8＝2820ω，c12＝4nf。其中放大器选择op37运算放大器，r8和c11构成滤波器的积分环节，r6和c12构成滤波器的低通级，两级电路同时表现出低通特性。二阶巴特沃斯低通滤波器在multisim14电路软件中如图3所示。
[0060]
为了验证设计的二阶巴特沃斯低通滤波器性能，在multisim14电路软件中进行交流分析，得到二阶巴特沃斯低通滤波器的幅频特性曲线如图4所示，相频特性曲线如图5所示。
[0061]
由图4幅频特性曲线实验结果可知，当输出信号幅度值下降到输出信号幅度峰值的0.707倍时，输出信号的频率值为27.6khz，与设计的滤波器截至频率25khz相近，满足设计的基本要求。由图5相频特性曲线实验结果可知，输出信号频率在系统宽带内基本保持稳
定，符合设计要求。
[0062]
(3)整形电路
[0063]
经过前置放大电路和低通滤波电路后的激光干涉信号不能够被后续数字电路识别，因此需要将激光干涉信号整形为系统需要的脉冲信号。激光干涉信号整形电路设计为过零点检测电路和脉冲整形电路两部分。
[0064]
在过零点检测电路中，由于激光干涉信号为正弦信号，利用电压比较器可以将激光干涉信号转换为频率一致的方波信号。但是普通的电压比较器抗干扰能力差，在零点附近容易产生抖动现象，造成多次过零误判，导致电压比较器的输出值不稳定，因此只能应用于对输出值跳变不敏感的场合。为了克服容易抖动误判的问题，利用迟滞比较器的滞后功能，设计同相滞回电压比较器，滞回电压大小为δv＝vccr11/r13。电路原理图如图6左图所示(同相滞回电压比较器包括电阻r10至电阻r13、二极管d1、二极管d2、放大器a4)，在multisim14电路软件中仿真得到方波信号如图7所示。
[0065]
he-ne激光的在干涉仪内光程差发生变化，产生相应的干涉条纹。由nyquist采样定理可知，干涉条纹的采样频率至少是干涉图最高频率的2倍以上。由于采样触发脉冲即为he-ne激光干涉信号整形得到的脉冲信号，因此需要设计脉冲整形电路，将过零点检测电路中的方波信号整形为过零点脉冲信号。具体实现方法为：将输入的方波信号分成两路信号，其中一路信号加入rc延时电路(延时的时长应该要小于输入方波周期的一半)，在每次上下沿跳变时产生延时，将延时之后的信号与原有的信号进行“异或”，实现在方波的每次跳变时输出一个短暂的脉冲，有效的减小过零误判的概率。而脉冲的宽度由rc延时电路和后面的施密特触发电平决定。电路原理图如图6右图所示(脉冲整形电路包括非门u2a、非门u6a、触发器u4a、触发器u3a及异或门u5a)，在multisim中仿真得到过零点脉冲信号如图8所示。
[0066]
2.2电路噪声分析
[0067]
整个光电检测与处理电路的噪声计算主要考虑光电探测器噪声和前置放大电路噪声。光电探测器噪声有散粒噪声和热噪声，电路噪声有电阻热噪声、电流噪声以及电压噪声。
[0068]
跨阻放大电路在输出u0端噪声电压：
[0069][0070][0071]
t型反馈放大电路在输出u1端噪声电压：
[0072]
[0073][0074]
利用星三角变换原理，t型反馈电阻网络运放电路增益为：
[0075][0076]
由于第二级t型反馈放大电路的放大作用，第一级跨阻放大电路u0端产生的噪声电压会在第二级输出u1端被放大为v
′
n1
＝av
n1
。
[0077]
前置放大电路总输出噪声电压为：
[0078]
其中，硅pin光电二极管的内阻为rd，自由电子电荷量为q，产生的光电流大小为ip，玻尔兹曼常数为k，跨阻放大电路反馈电阻为rf，绝对温度为t，系统带宽为δf＝30khz，光电二极管探测器得到的微弱电流1μa。带入公式计算得到总噪声电压为vn＝2.62mv，输出端电压为vs＝2.2v，前置放大电路在输出端的信噪比为：
[0079][0080]
该前置放大电路的设计实现了低噪声放大的要求，并且获得了较高的信噪比。
[0081]
3速度信息获取算法
[0082]
3.1速度获取的数学建模
[0083]
在傅里叶变换红外光谱仪中，利用he-ne激光构成参考干涉系统。因为he-ne激光的单色性较好，在干涉仪扫描速度一定时，he-ne激光干涉图波形为标准正弦波波形，且频率由he-ne激光的波长决定。设光程差扫描速度为u
op
，则he-ne激光(波数为ν
hn
)干涉图的正弦波频率为
[0084]fhn
＝u
opvhn
ꢀꢀ
(10)
[0085]
通过he-ne激光的光电检测与信号处理电路，激光干涉信号变成了过零点脉冲信号，其频率等于he-ne激光干涉信号频率的2倍，即：
[0086]
f0＝2f
hn
ꢀꢀ
(11)
[0087]
根据传统t法计数，在过零点脉冲的一个周期内，对高速时钟信号进行计数，设高速时钟信号频率为fc，在过零点脉冲一个周期内计数个数为m，则过零点脉冲频率为:
[0088][0089]
利用上述公式(10)(11)(12)，计算光程差速度为：
[0090][0091]
由公式(13)可知光程差速度的测量关键在于计数个数m的准确性。
[0092]
3.2速度获取的误差分析
[0093]
t法对脉冲计数的时序图如图9所示，通过图9的t法计数原理时序图可以看出，在
检测过程中当被测脉冲信号上升沿到来时，计数器对高频时钟信号上升沿开始计数，当下一个被测脉冲信号上升沿到来时，计数器归零并且重新开始计数。由于高频时钟信号相对于待测脉冲信号是独立的，高频时钟信号的上升沿不可能正好落在待测脉冲信号的边缘，在计数时间内最多会存在一个时钟的误差，即有δe≤1，相对误差为1/m。
[0094]
从相对误差公式可以看出，过零点脉冲信号频率固定时，高频时钟信号的频率越高，相对误差越小，因此，可以通过提高时钟信号频率来减小相对误差。
[0095]
3.3等效时钟法
[0096]
t法计数精度依赖于时钟信号频率的高低，时钟信号频率越高，测量误差越小。但是时钟信号频率越高，对计数器芯片的性能要求也越高，而且会给电路板的材料选择，电路的布线以及加工带来一系列问题。为了进一步提高计数精度，减小t法计数带来的误差。因此，本发明提出了一种使用fpga高频时钟源等相差相移的计数方法，如图10所示是等效的高频计数时钟产生原理。
[0097]
clock_1为fpga具有原始相位的晶振时钟源，clock_2一直到clock_n为经过等相差移相后的同频计数时钟，从clock_1到clock_n每个计数时钟都同时驱动单独的计数器，clock_eq代表等效高频计数时钟。当fpga的晶振时钟源频率为f1时，经过等相差移相后的时钟相位分别为在一个脉冲信号周期内，当时钟信号上升沿到时，每路时钟都驱动计数器进行计数。对每路计数结果相加，就等效为t法计数器被倍频n倍的时钟信号驱动计数。
[0098]
从图10时序图分析可以看出，这种等效时钟法计数实际中相当于将原始时钟信号频率扩大n倍，即以fc＝nf的高频时钟对过零点脉冲信号进行计数测量，在忽略移相时钟信号间的相对延迟时间误差的情况下，其最大测量误差将变为原来的1/n。同时，移相的方法避免了时钟频率提高带来的一系列芯片性能问题，在没有提高计数芯片工作频率的情况下，提高了系统的工作频率，减小了测量误差。
[0099]
基于fpga实现等效时钟法计数，为了同时保证系统精度和稳定性，本发明采用intel公司的cyclone iv e系列fpga来实现，内部有晶振频率50mhz的高频时钟源。晶振产生原始计数时钟信号clk_1，通过锁相环实现原始时钟等相差移相(分别是0
°
，90
°
，180
°
，270
°
)，产生四路(n＝4)计数时钟信号，来驱动四个相同计数器计数，最后经过求和算出计数总数。
[0100]
he-ne激光干涉信号最高频率为9khz的情况下，通过modelsim仿真，对仿真结果进行分析，等效时钟法脉冲测量计数的相对误差仅为0.01％。
[0101]
通过以上技术方案，为了满足高精密红外光谱仪的光程差速度信息获取精度的需求，进一步提升仪器的性能。本发明设计一种基于等效时钟法的高精度速度信息获取方法，首先设计了激光干涉信号检测电路，并进行了噪声分析，得到了较高信噪比的光电信号处理电路；然后基于干涉脉冲实现光程差速度反馈测量，并分析了速度信息获取误差；最后针对速度信息获取误差，提出了等效时钟法进一步减小速度信息获取误差。仿真结果表明，该设计具体良好的性能，在he-ne激光干涉信号频率为9khz时，基于等效时钟法的光程差速度信息获取误差仅为0.01％。因此，本发明所提出的设计方法对系统控制精度的提高具有重要意义，为具有类似特性的光电反馈控制系统的设计提供借鉴。
[0102]
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。