用于自激振荡的电路及电流测量装置的制作方法

1.本实用新型涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种用于自激振荡的电路及电流测量装置。


背景技术：

2.目前，实现电路自激振荡的方法多种多样，振荡电路一般由电阻、电感、电容等元件和电子器件所组成，针对感性负载的自激振荡电路是其中重要的一类，在科学研究、工业领域都有着重要作用。例如：在工业中广泛应用的直流电流非接触式测量技术即应用到自激振荡电路。一种方案是利用磁调制实现电流的测量，这种类型的磁测量技术在理论上具有很高的灵敏度，可以满足精密测量的需求。磁调制类的磁测量技术主要是针对静磁场测量，因为静磁场本身无法产生电磁感应，所以此类技术都需要对磁回路进行周期性激励，再进行检测。现有方案围绕比较器构成的自激方波振荡电路进行检测，检测结果精确度低。


技术实现要素：

3.本实用新型实施例提供了一种用于自激振荡的电路及电流测量装置，以解决传统自激振荡电路应用于检测领域时，检测结果精确度低的问题。
4.第一方面，本实用新型实施例提供了一种用于自激振荡的电路，包括：比较元件、电流检测单元和感性负载；所述比较元件包括结构相同的第一比较元件和第二比较元件；所述电流检测单元包括结构相同的正向电流检测单元和反向电流检测单元；
5.所述第一比较元件的输出端与所述正向电流检测单元连接；
6.所述第二比较元件的输出端与所述反向电流检测单元连接；
7.所述正向电流检测单元的输出端分别与所述第二比较元件的输入端和所述感性负载连接；
8.所述反向电流检测单元的输出端分别与所述第一比较元件的输入端和所述感性负载连接；其中，所述比较元件为比较器、运算放大器、反相器或晶体管。
9.在一种可能的实现方式中，在所述比较元件为比较器或运算放大器时，所述第一比较元件和所述第二比较元件的正向输入端输入阈值电压；
10.所述正向电流检测单元的输出端与所述第二比较元件的反向输入端连接；
11.所述反向电流检测单元的输出端与所述第一比较元件的反向输入端连接。
12.在一种可能的实现方式中，在所述比较元件为晶体管时，所述第一比较元件的漏极与所述正向电流检测单元连接；
13.所述第二比较元件的漏极与所述反向电流检测单元连接；
14.所述正向电流检测单元的输出端与所述第二比较元件的栅极连接；
15.所述反向电流检测单元的输出端与所述第一比较元件的栅极连接。
16.在一种可能的实现方式中，在所述比较元件为晶体管时，所述第一比较元件和所述第二比较元件分别包括一个或多个级联晶体管；其中，级联数为奇数。
17.在一种可能的实现方式中，所述晶体管为双极结型晶体管(bjt，bipolar junction transistor)、mos管(mosfet，mos field effect transistior)、结型场效应晶体管(jfet，junction field effect transistior)和绝缘栅双极晶体管(igbt，insulated gate bipolar transistor)。
18.在一种可能的实现方式中，所述电流检测单元包括：电阻、二极管和/或电子开关。
19.在一种可能的实现方式中，所述电流检测单元包括电阻时，所述正向电流检测单元的电阻的一端连接设定输入电压，另一端分别连接所述第一比较元件的输出端、所述第二比较元件的输入端和所述感性负载；
20.所述反向电流检测单元的二极管的电阻的一端连接设定输入电压，另一端分别连接所述第二比较元件的输出端、所述第一比较元件的输入端和所述感性负载。
21.在一种可能的实现方式中，所述电流检测单元包括电阻和二极管时，所述电阻与所述二极管并联；
22.所述正向电流检测单元的二极管的负极与所述第一比较元件的输出端连接，正极与所述第二比较元件的输入端和所述感性负载连接；
23.所述反向电流检测单元的二极管的负极与所述第二比较元件的输出端连接，正极与所述第一比较元件的输入端和所述感性负载连接。
24.在一种可能的实现方式中，所述电流检测单元包括电阻和电子开关时，所述电阻包括上拉电阻和测量电阻；所述上拉电阻与所述测量电阻串联，并与所述电子开关并联。
25.在一种可能的实现方式中，所述电子开关为nmos管；
26.所述正向电流检测单元的nmos管的漏极与所述正向电流检测单元的检测电阻、所述第二比较元件的输入端和所述感性负载连接；
27.所述正向电流检测单元的nmos管的栅极与所述第一比较元件的输出端和所述正向电流检测单元的上拉电阻连接；
28.所述反向电流检测单元的nmos管的漏极与所述反向电流检测单元的检测电阻、所述第一比较元件的输入端和所述感性负载连接；
29.所述反向电流检测单元的nmos管的栅极与所述第二比较元件的输出端和所述反向电流检测单元的上拉电阻连接。
30.第二方面，本实用新型实施例提供了一种电流测量装置，包括：减法器和上述任一用于自激振荡的电路；
31.所述感性负载包括驱动电流线圈和磁回路，所述驱动电流线圈缠绕在所述磁回路上；
32.所述减法器的输入端分别与所述第一比较元件的输出端和所述第二比较元件的输出端连接。
33.在一种可能的实现方式中，所述感性负载还包括：反馈电流线圈；
34.所述反馈电流线圈缠绕在所述磁回路上，所述反馈线圈的输入端与所述减法器的输出端连接。
35.本实用新型实施例提供一种用于自激振荡的电路，包括：比较元件、电流检测单元和感性负载。其中，比较元件包括结构相同的第一比较元件和第二比较元件，电流检测单元包括结构相同的正向电流检测单元和反向电流检测单元。其中，第一比较元件的输出端与
正向电流检测单元连接；第二比较元件的输出端与反向电流检测单元连接；正向电流检测单元的输出端分别与第二比较元件的输入端和感性负载连接，反向电流检测单元的输出端分别与第一比较元件的输入端和感性负载连接。比较元件为比较器、运算放大器、反相器或晶体管。本实用新型实施例用两个相同的比较元件来构成自激振荡电路，鉴于非理想因素对两个比较元件的影响相同，两个比较元件输出的振荡信号可以视为电子学中的共模信号，将两个比较元件的输出信号，通过一次减法运算就可以消除所有非理想因素的影响，从而将自激振荡电路用于相关测量中时能够提高测量结果的精确度和稳定性。
附图说明
36.为了更清楚地说明本实用新型实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
37.图1a是一种现有的自激振荡电路的结构示意图；
38.图1b是现有的自激振荡电路的电压波形变化示意图
39.图2是一种现有的电流测量电路的结构示意图；
40.图3为本实用新型一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图；
41.图4a为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图；
42.图4b为本实用新型图4a所示用于自激振荡的电路的电压波形变化示意图；
43.图5为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图；
44.图6为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图；
45.图7为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图；
46.图8为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图；
47.图9为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图；
48.图10为本实用新型一实施例提供的一种电流测量装置的结构示意图；
49.图11为本实用新型另一实施例提供的一种电流测量装置的结构示意图。
50.附图标记说明：
51.10、比较元件；20、电流检测单元；30、感性负载；40、减法器；101、第一比较元件；102、第二比较元件；103、第一放大器；104、第二放大器；105、第一反相器；106、第二反相器；107、第一比较器；108、第二比较器；109、第一nmos管；110、第二nmos管；201、正向电流检测单元；202、反向电流检测单元；301、磁回路；302、驱动电流线圈；303、反馈线圈。
具体实施方式
52.为了使本技术领域的人员更好地理解本方案，下面将结合本方案实施例中的附图，对本方案实施例中的技术方案进行清楚地描述，显然，所描述的实施例是本方案一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本方案中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本方案保护的范围。
53.本方案的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“包括”以及其他任何变形，是指“包括但不限于”，意图在于覆盖不排他的包含，并不仅限于文中列举的示例。此外，术语“第一”和“第二”等是用于区别不同对象，而非用于描述特定顺序。
54.图1a是一种现有的自激振荡电路的结构示意图，该自激振荡电路是实现感性负载驱动的电路。其中，将磁回路和激励线圈视为一个感性负载(如图1a所示)，该电路包括一个比较器和三个电阻，即电阻r1、电阻r2和电阻r3。比较器、电阻r1和电阻r2构成一个滞回比较器，感性负载和电阻r3构成一个rl积分电路，滞回宽度由r1和r2的阻值决定，该自激振荡电路的工作原理为：
55.假设比较器理想，且比较器正向输出时：
56.将输出视为正电源电压v
cc
，r1和r2构成的分压点电压，则比较器的阈值电压v
th
为：
[0057][0058]
此时，比较器对感性负载进行正向驱动，感性负载及电阻r3上的电流将会随时间而逐渐正向增加，电流检测电压vd即r3上的电压也正向增加。当电流检测电压vd达到阈值电压v
th
时，比较器翻转，输出反向电压。
[0059]
比较器反向输出时：
[0060]
将输出视为负电源电压v
ee
，则比较器的阈值电压v
th
′
为：
[0061][0062]
此时，比较器对感性负载进行反向驱动，感性负载及电阻r3上的电流将会
[0063]
随时间而逐渐反向变化，电流检测电压vd也反向变化，当达到阈值电压v
th
′
时，比较器翻转，输出正向电压，至此，完成一个振荡周期。
[0064]
图1b是现有的自激振荡电路的电压波形变化示意图，示出了一个振荡周期中比较器输出电压的变换波形图、阈值电压的变换波形图和电流检测电压vd的变换波形图。
[0065]
从以上分析中可以看到，这种传统的自激振荡方法有两个明显的特点，一是只使用了一只比较器，二是阈值电压随比较器的输出而变化。另外，在器件理想，电源电压理想对称的情况下，比较器的输出波形为一个占空比为50％的标准方波。
[0066]
图2是一种现有的电流测量电路的结构示意图，即将上述自激振荡电路及自激振荡方法应用于电流测量领域时的电路结构示意图。其中，感性负载由一个磁回路和缠绕其上的驱动电流线圈构成，待测电流i
x
于磁回路中穿芯流过。由于待测电流将会在磁回路中产生磁感应，因此，此时比较器输出波形的占空比也将发生变化，通过一个简单的积分平均电路，即可以将这一变化检测出来，表征待测电流大小。这就是利用磁调制效应进行电流检测的基本原理。
[0067]
上述分析是理想化的，在实际应用中，这种简单的方法存在一些明显的缺点，例如：电源电压的不对称、比较器输出的正负电压的不对称、振荡波形的上升(下降)速率以及延迟等等，都将引起振荡信号的改变，从而在检测结果中产生失调偏移。实际电路中，即便电源辅以正负双向的稳压(或钳位)电路，增加调零电路，也难以完全消除掉这些非理想因素的影响。
[0068]
本实用新型旨在针对上述问题提出了一种改进电路，即用两个相同的比较元件来构成自激振荡电路。基于上述分析，所有非理想因素对两个比较元件的影响相同，则对两个
比较元件输出的振荡信号而言，这些非理想因素的影响可以视为电子学中的共模信号，而相关测量电路中磁调制信号的影响，则可以视为差模信号。因此，将两个比较元件的输出信号，通过一次减法运算就可以消除所有非理想因素的影响，从而在相关测量中提高精度和稳定性。本实用新型提出的方案适用于感性负载驱动的自激振荡。
[0069]
以下结合具体附图对本实用新型的实现进行详细的描述：
[0070]
图3为本实用新型一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图。参照图3，该电路包括：比较元件10、电流检测单元20和感性负载30。其中，比较元件10包括结构相同的第一比较元件101和第二比较元件102；电流检测单元20包括结构相同的正向电流检测单元201和反向电流检测单元202。
[0071]
其中，第一比较元件101的输出端与正向电流检测单元201连接；第二比较元件102的输出端与反向电流检测单元202连接；正向电流检测单元201的输出端分别与第二比较元件102的输入端和感性负载30连接；反向电流检测单元202的输出端分别与第一比较元件101的输入端和感性负载30连接。
[0072]
第一比较元件101和第二比较元件102具有相同阈值电压，两者的输出端接入电流检测单元20并连接所需驱动的感性负载30。正向电流检测单元201对感性负载30中的正向电流进行检测，反向电流检测单元202对感性负载30中的反向电流进行检测。正向电流检测单元201的检测信号输入第二比较元件102，反向电流检测单元202的检测信号输入第一比较元件101。
[0073]
第一比较元件101和第二比较元件102协同工作对感性负载30构成正向驱动和反向驱动两种状态：
[0074]
在正向驱动状态时，正向电流检测单元201的检测信号输入第二比较元件102，并和阈值电压比较，正向电流检测单元201的检测信号达到阈值电压时，第二比较元件102翻转，进而触发第一比较元件101翻转，电路进入反向驱动状态；
[0075]
在反向驱动状态时，反向电流检测单元202的检测信号输入第一比较元件101，并和阈值电压比较，当反向电流检测单元202的检测信号达到阈值电压时，第一比较元件101翻转，进而触发第二比较元件102翻转，电路进入正向驱动状态。
[0076]
基于上述的正向驱动状态和反向驱动状态交替变化，形成自激振荡。
[0077]
本实用新型的实施例中，第一比较元件101和第二比较元件102具有相同阈值电压，为当输入信号达到一定值时，输出状态将发生改变的电子器件。比较元件10不限于传统电子学领域的运算放大器、电压比较器及电流比较器等器件。阈值电压可以是在外部引入、人为设定或器件的内禀特性。
[0078]
在不同的实施例中，比较元件10的组成形式不同。可选的，第一比较元件101和第二比较元件102为比较器、运算放大器、反相器或晶体管。
[0079]
在一种可能的实现方式中，在比较元件10为比较器或运算放大器时，第一比较元件101和第二比较元件102的正向输入端输入阈值电压；正向电流检测单元20的输出端与第二比较元件102的反向输入端连接；反向电流检测单元20的输出端与第一比较元件101的反向输入端连接。
[0080]
在一种可能的实现方式中，在比较元件10为反相器时，正向电流检测单元20的输出端与第二比较元件102的输入端连接；反向电流检测单元20的输出端与第一比较元件101
的输入端连接。在一种可能的实现方式中，在比较元件10为晶体管时，第一比较元件101的漏极与正向电流检测单元20连接。
[0081]
第二比较元件102的漏极与反向电流检测单元20连接；正向电流检测单元20的输出端与第二比较元件102的栅极连接；反向电流检测单元20的输出端与第一比较元件101的栅极连接。
[0082]
在一种可能的实现方式中，在第一比较元件101和第二比较元件102为晶体管时，第一比较元件101和第二比较元件102分别包括一个或多个级联晶体管；其中，级联数为奇数。
[0083]
其中，第一比较元件101和第二比较元件102为bjt管、mos管、jfet管或igbt管等电子器件。在使用时，晶体管在电子学中定义的导通电压或开启电压等参数，可以视为改变器件输出状态的内禀阈值电压。
[0084]
在一种可能的实现方式中，第一比较元件101和第二比较元件102为数字电子学中常见的反相器、各类门电路以及各类触发器等器件，这些器件也都具有在一定触发电平时改变器件输出状态的特性，也可以视为具有内禀阈值电压的比较元件。其中，利用单片机编程也可以实现本实用新型所需的比较功能。
[0085]
在一种可能的实现方式中，第一比较元件101和第二比较元件102为模拟开关。
[0086]
在不同的实施例中，电流检测单元20的组成形式不同。可选的，电流检测单元20包括：电阻、二极管或电子开关。
[0087]
在一种可能的实现方式中，电流检测单元20包括电阻时，正向电流检测单元20的电阻的一端连接设定输入电压，另一端分别连接第一比较元件101的输出端、第二比较元件102的输入端和感性负载30；
[0088]
反向电流检测单元20的二极管的电阻的一端连接设定输入电压，另一端分别连接第二比较元件102的输出端、第一比较元件101的输入端和感性负载30。
[0089]
在一种可能的实现方式中，电流检测单元20包括电阻和二极管时，电阻与二极管并联；正向电流检测单元20的二极管的负极与第一比较元件101的输出端连接，正极与第二比较元件102的输入端和感性负载30连接；反向电流检测单元20的二极管的负极与第二比较元件102的输出端连接，正极与第一比较元件101的输入端和感性负载30连接。
[0090]
在一种可能的实现方式中，电流检测单元20包括电阻和电子开关时，电阻包括上拉电阻和测量电阻；上拉电阻与测量电阻串联，并与电子开关并联。
[0091]
在一种可能的实现方式中，电子开关为nmos管；正向电流检测单元20的nmos管的漏极与正向电流检测单元20的检测电阻、第二比较元件102的输入端和感性负载30连接；正向电流检测单元20的nmos管的栅极与第一比较元件101的输出端和正向电流检测单元20的上拉电阻连接；反向电流检测单元20的nmos管的漏极与反向电流检测单元20的检测电阻、第一比较元件101的输入端和感性负载30连接；反向电流检测单元20的nmos管的栅极与第二比较元件102的输出端和反向电流检测单元20的上拉电阻连接。
[0092]
本实用新型实施例提供一种用于感性负载30驱动的自激振荡电路，包括：比较元件10、电流检测单元20和感性负载30。其中，比较元件10包括结构相同的第一比较元件101和第二比较元件102，电流检测单元20包括结构相同的正向电流检测单元20和反向电流检测单元20。其中，第一比较元件101的输出端与正向电流检测单元20连接；第二比较元件102
的输出端与反向电流检测单元20连接；正向电流检测单元20的输出端分别与第二比较元件102的输入端和感性负载30连接，反向电流检测单元20的输出端分别与第一比较元件101的输入端和感性负载30连接。比较元件10为比较器、运算放大器、反相器或晶体管。本实用新型实施例用两个相同的比较元件10来构成自激振荡电路，鉴于非理想因素对两个比较元件10的影响相同，两个比较元件10输出的振荡信号可以视为电子学中的共模信号，将两个比较元件10的输出信号，通过一次减法运算就可以消除所有非理想因素的影响，从而将自激振荡电路用于相关测量中时能够提高测量结果的精确度和稳定性。
[0093]
为了更清晰地说明电路的工作原理，以下以具体实施例对用于自激振荡的电路进行介绍。
[0094]
图4a为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图。其中，比较元件10采用的是运算放大器，实现比较功能。电路结构中包括第一放大器103和第二放大器104。电流检测单元20由电阻r1、r2和二极管d1、d2组成，其中，电阻r1和二极管d1组成正向电流检测单元201，电阻r2和二极管d2组成反向电流检测单元202。
[0095]
在第一放大器103和第二放大器104的同相输入端输入一个固定的参考电压v
th
，该参考电压即比较器的阈值电压，可以通过单片机或人为设定大小。第一放大器103和第二放大器104的输出端接入电流检测单元20，并由电流检测单元20连接所需驱动的感性负载30。电阻r1和二极管d1用于正向电流检测，正向电流检测信号(即电阻r1上的电压信号)输入第二放大器104的反相端。电阻r2和二极管d2用于反向电流检测，反向电流检测信号(即电阻r2上的电压信号)输入第一放大器103的反相端。本实施例提供的电路的工作原理可以按以下两个状态进行描述和理解：
[0096]
正向驱动状态：第一放大器103输出高电位，第二放大器104输出低电位，此时，反向电流检测单元202的二极管d2导通，电阻r2不起作用，而正向电流检测单元201的二极管d1反向截止，负载电感的电流必须流过r1电阻，在电阻r1上产生正向电流检测信号，并输入第二放大器104的反相端。当时间增加时，负载电感的电流增大，如图4b所示，正向电流检测信号逐渐降低，当正向电流检测信号降低到阈值电压v
th
时，将会触发第二放大器104翻转输出高电位，进而触发第一放大器103翻转输出低电位，电路进入反向驱动状态。
[0097]
反向驱动状态：第一放大器103输出低电位，第二放大器104输出高电位，此时，正向电流检测单元201的二极管d1导通，电阻r1不起作用，而反向电流检测单元202的二极管d2反向截止，负载电感的电流必须流过电阻r2，在电阻r2上产生反向电流检测信号，并输入第一放大器103的反相端。当时间增加时，负载电感的电流反向增大，如图4b所示，反向电流检测信号逐渐降低，当反向电流检测信号降低到阈值电压v
th
时，将会触发第一放大器103翻转输出高电位，进而触发第二放大器104翻转输出低电位，电路进入正向驱动状态。
[0098]
本实施例提供的电路基于以上两种状态交替转换实现自激振荡，如图4a所示的电路结构只是利用本实用新型方法实现的一种具体电路结构。其中，二极管d1和d2的作用是同步开关，用于实现负载电感电流在不同方向变化时的检测，在其他实现方式中，它们可以用其它开关器件代替。电流检测用的电阻r1和r2为线性元件，在其他实现方式中，可以由其它非线性元件代替。另外，根据选取的不同比较器类型，可以衍生出多种多样的具体电路结构。在工业中有一类比较器采用集电极(或漏极)开路输出，如lm339、lm393等型号，可选的，在图4a所示电路中，第一放大器103和第二放大器104为lm339型号的比较器或lm393型号的
比较器。
[0099]
图5为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图。
[0100]
其中，比较元件10采用的是数字电子学中的反相器，实现比较功能。电路结构中包括第一反相器105和第二反相器106。电流检测单元20由电阻r1、r2和二极管d1、d2组成，其中，电阻r1和二极管d1组成正向电流检测单元201，电阻r2和二极管d2组成反向电流检测单元202。反相器的翻转电压可以视为内禀阈值电压，因此，与图4a所示的电路图相比，本实施例比较元件10无需外接阈值电压。本实施例电路的工作原理以及波形变化与图4a电路相同。
[0101]
图6为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图。图6中比较元件10采用的是集电极(或漏极)开路输出比较器，电路结构中比较元件10包括第一比较器107和第二比较器108。电流检测单元20包括电阻r1和r2。其中，电阻r1连接到电源v
cc
，为第一比较器107的上拉电阻，在本实施例中作为正向电流检测单元201用于正向电流检测。电阻r2连接到电源v
cc
，为第二比较器108的上拉电阻，在本实施例中作为反向电流检测单元202用于负向电流检测。
[0102]
虽然，图3、图4a和图6中比较元件10的电气符号相同，在具体电路中，比较元件10并不相同。其中，图3中主要用于概括表示比较元件10的工作原理，没有特别限定。图4a中比较元件10为运算放大器。图6中比较元件10为比较器。与图4a所示的电路相比，由于比较器的输出端相当于同步开关，因此不再需要二极管，电路也可以实现自激振荡。
[0103]
图7为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图。图7中比较元件10采用的是集电极(或漏极)开路输出比较器。电路结构中包括第一比较器107和第二比较器108。电流检测单元20由电阻r1、r2、r3、r4、电子开关k1和k2组成，其中，电阻r1、r3和电子开关k1组成正向电流检测单元201，电阻r2、r4和电子开关k2组成反向电流检测单元202。电阻r1和r2为测量电阻，电阻r3和r4为上拉电阻。图中，电子开关k1和k2以nmos管(nmos，n-metal-oxide-semiconductor)示出。在其他实现方式中，电子开关可以为pmos管(pmos，p-metal-oxide-semiconductor)或其他电子开关器件。
[0104]
在具体工作过程中，电阻r3为第一比较器107的上拉电阻，电阻r2为第二比较器108的上拉电阻，电阻r3和r4用于驱动电子开关，电阻r1用于正向电流检测，电阻r2用于反向电流检测。
[0105]
图7所示的电路为图6所示电路的衍生电路。相较于图6所示的电路，在比较元件10之后增加了一只电子开关。图6的电路中，比较器输出信号相当于电流检测信号，无法直接输出方波振荡信号。图7解决了图6在部分应用场景中不能满足需求方波振荡需求的问题。
[0106]
图6和图7电路的工作原理以及波形变化与图4a电路相似，工作原理按正向驱动状态和反向驱动状态交替转换实现自激振荡。
[0107]
图8为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图。其中，比较元件10采用的是单管器件(图中以nmos管为例示出)，包括：第一nmos管109和第二nmos管110，实现比较功能，nmos管的开启电压可以视为内禀阈值电压，因此本实施例比较元件10无需外接阈值电压。电流检测单元20包括电阻r1和r2。其中，电阻r1连接到电源v
cc
，为第一nmos管109的上拉电阻，在本实施例中作为正向电流检测单元201用于正向电流检测。电阻r2连接到电源v
cc
，为第二nmos管110的上拉电阻，在本实施例中作为反向电流检测单元202
用于负向电流检测。
[0108]
本实施例电路的工作原理以及波形变化与图4a电路相同。在第一nmos管109和第二nmos管110的跨导满足设定条件时，即跨导足够大的情况下，电路可以实现自激振荡。
[0109]
图9为本实用新型另一实施例提供的一种用于自激振荡的电路的示意图。图9所示的电路为图8所示电路的衍生电路。相较于图8所示的电路，本实施例电路采用级联方式增大nmos管的跨导，提高比较精度，实现所需的比较功能及自激振荡。图中，每个nmos管具备上拉电阻，以获取反馈信号。级联nmos管中与最后一级nmos管连接的电阻r1作为正向电流检测单元201用于正向电流检测，电阻r2作为反向电流检测单元202用于负向电流检测。虚线部分用于表明存在多级级联。其中，多级级联级数为奇数，以实现自激振荡。
[0110]
基于上述实施例的工作原理，使用上述的各种比较元件10和电流检测单元20器件以及这些器件的组合，可以构建多种多样的驱动感性负载30的自激振荡电路，本文不再例举相关电路结构。
[0111]
对比前文的传统自激振荡电路，采用本实用新型实施例构建的自激振荡电路有以下两点共同特征：一是比较器的数量为两个，二是比较器的阈值电压不变。
[0112]
本实用新型实施例还提供一种电流测量装置，基于上述实施例提供的用于感性负载30驱动的自激振荡电路，以提高电流检测结果的精确度。以下结合具体附图对本实用新型提供的电流测量装置进行详细的描述：
[0113]
图10为本实用新型一实施例提供的一种电流测量装置的结构示意图。参照图10，该装置包括：比较元件10、电流检测单元20、感性负载30和减法器40。其中，比较元件10包括结构相同的第一比较元件101和第二比较元件102；电流检测单元20包括结构相同的正向电流检测单元201和反向电流检测单元202。感性负载30包括磁回路301和驱动电流线圈302。驱动电流线圈302缠绕在磁回路301上。减法器40的输入端分别与第一比较元件101的输出端和第二比较元件102的输出端连接。
[0114]
第一比较元件101和第二比较元件102具有相同阈值电压，两者的输出端接入电流检测单元20并连接所需驱动的感性负载30。正向电流检测单元201对感性负载30中的正向电流进行检测，反向电流检测单元202对感性负载30中的反向电流进行检测。正向电流检测单元201的检测信号输入第二比较元件102，反向电流检测单元202的检测信号输入第一比较元件101。
[0115]
第一比较元件101和第二比较元件102协同工作对感性负载30构成正向驱动和反向驱动两种状态：
[0116]
在正向驱动状态时，正向电流检测单元201的检测信号输入第二比较元件102，并和阈值电压比较，正向电流检测单元201的检测信号达到阈值电压时，第二比较元件102翻转，进而触发第一比较元件101翻转，电路进入反向驱动状态。
[0117]
在反向驱动状态时，反向电流检测单元202的检测信号输入第一比较元件101，并和阈值电压比较，当反向电流检测单元202的检测信号达到阈值电压时，第一比较元件101翻转，进而触发第二比较元件102翻转，电路进入正向驱动状态。
[0118]
电流测量装置基于上述的正向驱动状态和反向驱动状态交替变化，形成自激振荡，并产生待测电流i
x
，待测电流i
x
将会在磁回路301中产生磁感应强度，从而改变正向驱动状态和反向驱动状态的时间。因此，正向驱动状态和反向驱动状态的时间差包含了待测电
流大小的信息。第一比较元件101和第二比较元件102的振荡信号再输入一个减法器40，减法器40的输出即可表征待测电流的大小。
[0119]
第一比较元件101和第二比较元件102相同，其振荡信号中所包含的延迟、输出电平以及上升(下降)速率等因数引起的信号变化，可以视为共模信号，通过减法器40消除，故而可以提高测量精度。
[0120]
图11为本实用新型另一实施例提供的一种电流测量装置的结构示意图。参照图11，感性负载30还包括：反馈电流线圈303。反馈电流线圈303缠绕在磁回路301上，反馈线圈303的输入端与减法器40的输出端连接。
[0121]
减法器40的输出用于控制反馈电流线圈303中的电流，反馈线圈303将会在磁回路301中产生磁感应强度，用于实现电流检测装置的磁平衡控制。通过上述深度负反馈电路的控制作用，使得磁回路301中的磁感应强度始终为零或一恒定值，则反馈电流线圈中电流的大小就可以表征待测电流i
x
的大小。
[0122]
本实施例中，电流测量装置包括：比较元件10、电流检测单元20、感性负载30和减法器40。其中，比较元件10包括结构相同的第一比较元件101和第二比较元件102，电流检测单元20包括结构相同的正向电流检测单元20和反向电流检测单元20。其中，第一比较元件101的输出端与正向电流检测单元20连接；第二比较元件102的输出端与反向电流检测单元20连接；正向电流检测单元20的输出端分别与第二比较元件102的输入端和感性负载30连接，反向电流检测单元20的输出端分别与第一比较元件101的输入端和感性负载30连接。比较元件10为比较器、运算放大器、反相器或晶体管。本实用新型实施例用两个相同的比较元件10来构成自激振荡电路，鉴于非理想因素对两个比较元件10的影响相同，两个比较元件10输出的振荡信号可以视为电子学中的共模信号，将两个比较元件10的输出信号输入减法器40，通过一次减法运算就可以消除所有非理想因素的影响，从而将自激振荡电路用于相关测量中时能够提高测量结果的精确度和稳定性。
[0123]
以上实施例仅用以说明本实用新型的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本实用新型进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本实用新型各实施例技术方案的精神和范围。