一种通过触发器产生脉冲的半双工RFID振荡维持电路的制作方法

本发明属于无源射频识别(Radio Frequency Identification，RFID)领域，更具体的，是指一种通过触发器产生脉冲的半双工RFID振荡维持电路，以及包含该振荡维持电路的半双工无源射频标签。

背景技术：

半双工(Half-duplex，HDX)射频通信是无线射频识别无源标签芯片的一种通信方式。通信过程中，信息可以由RFID读卡器传送到标签芯片,亦被称之为下行传输(downlink)，也可以由芯片传送到读卡器,亦被称之为上行传输(uplink)。上行和下行传输不同时进行的传输方式即所谓“半双工传输”。下行传输模式中，由读卡器发射出无线RF场能量；无源的标签芯片通过电感天线L与谐振电容C组成的L-C谐振电路，接收由读卡器发射的无线RF场能量，芯片内部的整流电路将交流的RF电流信号转换成直流电流，以供芯片内部电路使用，同时将整流得到的电能存储在储能电容C_L中；从读卡器下发到标签的信息大都采用幅度调制的编码方式，即用不同振荡幅度值的RF电流信号代表数字传输中的“0”或者“1”代码。下行传输的RF信号中含有操作指令信息，比如写入ID码到标签芯片存储器中，此时，标签芯片首先接收RF信号，然后进行解调，继而进行相应的写入ID码操作。标签芯片对读卡器的应答动作由上行传输模式完成。上行传输模式中，读卡器停止无线RF场能量的发射，即断场，标签芯片利用储能电容中的电能进行工作，即通过电感天线发送标签的应答信息回读卡器；某些国际通用标准的射频识别通讯协议中，比如ISO11784/11785国际动物识别标签标准通讯协议，由标签发出的应答信息编码可以采用频移键控(Frequency Shift keying，FSK)的方式，即信息的“0”和“1”代码分别由不同的信号频率表示。

射频识别应用中最关键的要求在于识别远距离，即高灵敏度的通讯性能。在上述通讯方式中，关键在于断场后标签能够维持天线端L-C谐振电路的振荡，在振荡幅度足够满足读卡器接收端的灵敏度要求的前提下，其振荡频率由所要发出的“0”、“1”数据而定，直到上行数据信息发送完成。因为此模式下储能电容中的能量主要由振荡维持电路消耗，而其他电路模块基本上处于不消耗电能的休眠状态，显然，振荡维持电路的设计优劣是HDX无源RFID标签芯片的关键技术之一，在无外部电源对射频标签供电的前提下，其通过储能电容给L-C谐振回路充电而尽可能地维持振荡的技术，会大大影响芯片的响应距离。

如图1所示为无源HDX型RFID标签芯片通信的过程框图，图中所示的振荡维持电路是芯片的关键技术之一，本发明专利申请主要是对该部分电路的改良。

一种现有的振荡维持电路的解决方案，是美国德州仪器公司(Texas Instruments，TI)发明的专利技术(US6,806,738)。方案提出一种复杂的峰值检测电路，用来检测断场后振荡电路中交流电压信号的波峰值。当检测到振荡电路中交流电压信号的峰值小于某一个预先设定的阈值电压时，振荡维持电路控制相关电路以使得储能电容中的电能注入到L-C谐振电路中，从而维持谐振电路在满足一定幅度要求的条件下继续振荡。如图2所示，电流脉冲产生在RF信号峰值刚刚到达小于预设阈值的时间点上，这种方法称为“plucking(快速注入)”。

快速注入的优点是振荡维持电路的效率很高，它在振荡电路需要能量的时候给谐振线圈注入电流，以一个高能量的电流脉冲形式维持电路的振荡。然而它有两个方面的缺点：

其一，信号处理过程比较复杂，导致电路结构复杂化，需要较多的模拟电路来实现，这使得它自身会消耗较大的储能电容上的能量，故其应用受到限制。

其二，所注入的电流脉冲信号的频率由谐振电路中振幅幅值的衰减特性决定，与谐振回路发生谐振的频率存在较大的、无直接相关性的差异，使得上行通讯中，天线上的振荡信号出现频率的偏离，影响读卡器对标签芯片上行信号的识别与解调。

再一种现有的振荡维持电路的解决方案，也是德州仪器公司的发明专利技术(US 7,667,548)。本方案中采用一种断场检测电路(End-of-Burst,EOB)，当检测到读卡器断场后，EOB产生一个使能信号，该信号控制振荡维持电路的继续工作。此方案中，振荡维持电路由时钟产生电路、可编程存储器、与门电路、限流电阻和开关等组成。时钟产生电路根据RF信号产生时钟，与所要发送的应答数据，即一连串“0”、“1”数据流，分别做组合逻辑运算，从而控制对应的电流注入开关的导通与关断，从而向L-C谐振电路中平滑地注入电流。其中，电流注入发生在RF信号的负半周期，注入电流大小为非固定电流值的变化电流，该电流经过限流电阻R的限流作用，并与谐振电路内在的品质因数相关，需要仔细设计和控制；其中一系列的限流电阻R与电流注入开关所串联的支路，可用来校正由于工艺偏差引起电阻值偏差的问题。

这种方法的优势在于，它可以平滑地注入电流，不会引起谐振回路产生的RF应答信号的频率漂移，电路结构相对于第一种方案较简单，且容易实现，而它的缺点体现在两个方面：

其一，效率不高。电流注入时间发生在RF信号的整个负半周期，相对电流脉冲的时间较长，电流消耗大。

其二，这种方法注入电流的大小与谐振电路的品质因数密切相关，因此要仔细设计限流电阻R，电路采用了由门电路控制的多条电流注入支路，电流注入支路的选择与控制，是一个较为复杂的过程。

第三种同样是来源于德州仪器公司的发明专利技术(US8,629,759)。该方案分别对前述两个技术方案提出了修正。其一，对于技术方案一的频率漂移问题，采用由环路滤波器、鉴相器、电压控制振荡器和多路复用器构成的锁相环PLL来稳定信号的频率；其二，针对技术方案二的效率问题，提出了脉宽控制的方法(即每半个周期向谐振电路注入电流，电流注入的时间大小可根据需要进行控制)。两个修正方法的结合，可以产生一个频率稳定，脉宽可控制的信号，用来控制“plucking”电流。这种方案可以很好的解决电流注入效率问题和频率漂移的问题。

但是，上述技术方案三并没有提出实现脉宽控制电路的方法，此外，电路设计PLL稳定控制信号的频率必定会使系统电路的功耗增大，反而会使标签芯片的整体效率下降。

技术实现要素：

本发明针对半双工无源RFID标签芯片上行过程中振荡维持电路效率和电路实现难易程度问题，提出了一种注入脉冲时间可控制的较高效率、低功耗且易于实现的振荡维持电路，本电路有一定的自适应性，结构简单，功耗低，效率相对较高，且避免了射频标签天线上的振荡信号因为振荡维持电路注入电流的影响而产生的频率漂移问题。

为实现上述目的，本发明所采取的技术方案为：一种通过触发器产生脉冲的半双工RFID振荡维持电路，包括并联连接于第一天线端与第二天线端之间的谐振电感与谐振电容，所述谐振电感与谐振电容组成谐振电路耦合外部磁场产生交流电流，并将该交流电流输入至整流电路，所述整流电路输出端连接至储能电容和内部电路，所述第一天线端连接至触发电路，作为所述触发电路的输入端，触发电路的电源端通过串联连接的开关单元和电阻连接至所述第一天线端，所述触发电路的输出端连接至所述开关单元的控制端，所述触发电路用于采样天线端的信号，产生脉宽可自适应调整的矩形波信号以控制所述开关单元断开或闭合，形成从所述储能电容至L-C谐振回路的充电电流回路。

实现本发明目的的技术方案还进一步包括，所述触发电路包括由第四P型MOS管、第五P型MOS管、第六P型MOS管和第四N型MOS管、第五N型MOS管、第六N型MOS管组成的施密特触发器电路，以及由第九P型MOS管和第九N型MOS管组成的反相器、第十P型MOS管和第十N型MOS管组成的反相器，所述第四P型MOS管源极连接至第一阈值单元，作为所述第一阈值单元的输入端，所述第一阈值单元的输出端连接至所述第六N型MOS管的漏极端，所述第六P型MOS管漏极连接至第二阈值单元，作为所述第二阈值单元的输入端，所述第二阈值单元的输出端接地。

采用上述结构的本发明优点在于：

1、本发明所采用的施密特触发器电路，相当于一个脉冲产生器，其工作原理如下：所述施密特触发器经过采样天线端的振荡电压信号而产生矩形波信号；矩形波信号控制开关单元的断开或闭合；当开关单元闭合时，充电电流回路形成，从而储能电容C_L对L-C谐振回路注入电荷能量，达到维持电路振荡的目的。本发明提高了振荡维持电路的电流注入效率，降低了功耗，提高半双工RFID标签芯片的响应距离。

2、本发明电路中取消了锁相环、断场检测电路等复杂的电路结构，改用结构简单、控制精确的施密特触发器来控制开关信号的产生，并且该施密特触发器可以根据整流后直流输出电压vdda的幅度和所采样的RF振荡信号电压幅度之间的大小关系自适应的调整所产生的脉冲宽度，即注入电流时间，其具有结构简单、功耗较低、和易于实现的优点。

3、本发明的电流注入回路由开关器件与电阻、L-C谐振回路串联构成，控制开关导通信号的周期与RF信号频率相同，因此这种电流注入机制对谐振电路的振荡频率影响不明显。

附图说明

图1为无源RFID标签芯片HDX通信的过程框图；

图2为对比文件1的振荡维持电路电荷注入机制信号示意图；

图3为本发明振荡维持电路系统原理图；

图4为本发明振荡维持电路开关单元实施例一结构图；

图5为本发明振荡维持电路开关单元实施例二结构图；

图6为本发明振荡维持电路开关单元实施例三结构图；

图7为现有的施密特触发器电路结构图；

图8为本发明施密特触发器电路结构图；

图9为本发明施密特触发器的实施例电路结构图；

图10为本发明振荡维持电路信号波形图；

图11为本发明触发器翻转与时间的对应关系图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图3所示为本发明振荡维持电路系统原理图，本发明所述一种通过触发器产生脉冲的半双工RFID振荡维持电路，包括并联连接于第一天线端in1与第二天线端in2之间的谐振电感Ls与谐振电容Cs，用于组成谐振电路，使其能够接收外部电磁场并将其输入进整流电路，所述整流电路输出端连接至储能电容C_L和内部电路，所述第一天线端in1连接至触发电路，作为所述触发电路的输入端，触发电路的电源端vdda通过串联连接的开关单元和电阻R连接至所述第一天线端in1，所述触发电路的输出端连接至所述开关单元的控制端，所述触发电路用于采样天线端的信号，产生脉宽可自适应调整的矩形波信号以控制所述开关单元断开或闭合，形成从所述储能电容C_L至L-C谐振回路的充电电流回路。

本发明所采用的施密特触发器，相当于一个迟滞比较器，所述施密特触发器经过采样天线端的振荡电压信号而产生矩形波信号；矩形波信号控制开关单元的断开或闭合；当开关单元闭合时，形成vdda→开关单元→R→L-C谐振回路的电流注入回路，从而储能电容C_L对L-C谐振回路注入电荷能量，阻止断场后线圈RF振荡信号幅度的下降，达到维持电路振荡的目的。本发明提高了振荡维持电路的电流注入效率，降低了功耗，从而能提高芯片能量的利用率，提高RFID标签芯片的响应距离。

所述开关单元用于控制所述电流注入回路的导通和关闭，从而实现对所述L-C谐振回路注入能量以及能量注入时间的控制。所述开关单元可以为开关器件，或者是复合开关，或是开关型元器件，且这些开关的断开与闭合由所述触发电路来控制。

所述开关单元为第一开关S1，所述第一开关S1的输入端连接至所述电阻R，所述第一开关的电源端接电源vdda，第一开关的控制端连接至所述触发电路的输出端,如图5。

所述开关单元还可以为第一P型MOS管PM1或者是第一复合开关中的任意一种，

当所述开关单元为第一P型MOS管PM1时，所述第一P型MOS管PM1源极连接至电源vdda作为所述开关单元的电源端，漏极连接至所述电阻R作为所述开关单元的输入端，栅极连接至所述触发电路的输出端，作为所述开关单元的控制端,如图4；

当所述开关单元为第一复合开关时，所述第一复合开关包括并联连接的第二N型MOS管NM2和第二P型MOS管PM2，所述第二N型MOS管NM2漏极连接至所述第二P型MOS管PM2源极并连接至电源vdda作为所述第一复合开关的电源端，所述第二N型MOS管NM2源极连接至所述第二P型MOS管PM2漏极并连接至电阻R作为所述第一复合开关的输入端，所述第二P型MOS管PM2栅极连接至所述触发电路的输出端，作为所述第一复合开关的第一控制端，所述第二N型MOS管NM2栅极通过反相器连接至所述触发电路的输出端，作为所述第一复合开关的第二控制端,如图6所示。

所述触发电路用于采样第一天线端in1的输出信号RF1，并根据该信号输出脉宽可控的矩形波信号至所述开关单元，所述开关单元在所述矩形波信号的控制下断开或闭合，以实现对所述L-C谐振回路注入能量和能量注入时间的控制。

所述触发电路包括由第四P型MOS管PM4、第五P型MOS管PM5、第六P型MOS管PM6和第四N型MOS管NM4、第五N型MOS管NM5、第六N型MOS管NM6组成的施密特电路，以及由第九P型MOS管PM9和第九N型MOS管NM9组成的反相器、第十P型MOS管PM10和第十N型MOS管NM10组成的反相器，如图7所示。在此施密特电路的基础上，本发明所述的触发电路还包括连接至所述第四P型MOS管PM4源极端和第六N型MOS管NM6漏极端的第一阈值单元，和连接至所述第六P型MOS管PM6漏极端和地之间的第二阈值单元，如图8。

所述第一阈值单元为至少一个串联连接的二极管，或者是至少一个串联连接的P型MOS管，或者是至少一个串联连接的N型MOS管，

所述至少一个二极管中，任一二极管阴极端与相邻二极管阳极端连接形成串联结构，第一个二极管阳极端连接至第四P型MOS管源极，作为所述第一阈值单元的输入端，最后一个二极管阴极端连接至第六N型MOS管的漏极，作为所述第一阈值单元的输出端；

所述至少一个P型MOS管中，任一P型MOS管漏极端与相邻P型MOS管的源极端连接形成串联结构，第一个所述P型MOS管的源极连接至第四P型MOS管源极，作为所述第一阈值单元的输入端，最后一个P型MOS管的漏极连接至第六N型MOS管的漏极，作为所述第一阈值单元的输出端，各P型MOS管的栅极均与漏极相连；

所述至少一个N型MOS管中，任一N型MOS管源极端与相邻N型MOS管的漏极端连接形成串联结构，第一个所述N型MOS管的漏极连接至第四P型MOS管源极，作为所述第一阈值单元的输入端，最后一个N型MOS管的源极连接至第六N型MOS管的漏极，作为所述第一阈值单元的输出端，各N型MOS管的栅极均与漏极相连。如图9，本发明所述第一阈值单元以串联两个二极管形式的N型MOS管NM8、NM7为实施例。

所述第二阈值单元为至少一个串联连接的二极管，或者是至少一个串联连接的P型MOS管，或者是至少一个串联连接的N型MOS管，

所述至少一个二极管中，任一二极管阴极端与相邻二极管阳极端连接形成串联结构，第一个二极管阳极端连接至第六P型MOS管漏极，作为所述第二阈值单元的输入端，最后一个二极管阴极端接地，作为所述第二阈值单元的输出端；

所述至少一个P型MOS管中，任一P型MOS管漏极端与相邻P型MOS管的源极端连接形成串联结构，第一个所述P型MOS管的源极连接至第六P型MOS管漏极，作为所述第二阈值单元的输入端，最后一个P型MOS管的漏极接地，作为所述第二阈值单元的输出端，各P型MOS管的栅极均与漏极相连；

所述至少一个N型MOS管中，任一N型MOS管源极端与相邻N型MOS管的漏极端连接形成串联结构，第一个所述N型MOS管的漏极连接至第六P型MOS管漏极，作为所述第二阈值单元的输入端，最后一个N型MOS管的源极接地，作为所述第二阈值单元的输出端，各N型MOS管的栅极均与漏极相连。如图9，本发明所述第二阈值单元以串联两个二极管形式的P型MOS管PM7、PM8为实施例。

与传统的施密特触发器相比，本发明所采用的施密特触发器结构增加了第一阈值单元和第二阈值单元，这种结构的使用大大降低了由第一阈值单元、第六N型MOS管NM6和第五N型MOS管NM5组成的通路的电流，以及由第四P型MOS管PM4、第六P型MOS管PM6和第二阈值单元组成的通路的电流，从而降低了电路的功耗。

根据电路理论分析可以计算，施密特触发器的上翻转和下翻转电压可由下面的公式给出(M.Filanovsky and H.Baltes,"CMOS Schmitt Trigger Design"，IEEE Transactions on Circuits and Systems–Fundamental Theory and Applications,Vol.41,No.1,January 1994,pp47，公式【15】)：

公式中：

根据上述公式可知，上翻转电压V_H和下翻转电压V_L与vdda呈正相关特性，同时与器件的参数，即MOS管沟道尺寸的宽长比值有关。

本发明的工作原理为：施密特触发器相当于一个脉冲产生器，采样第一天线端in1的输出电压信号RF1，并产生如图10所示的脉冲宽度可自适应调整的矩形波信号。当触发器输出信号为低电平0时，开关单元处于导通状态，这段时间内，储能电容C_L向L-C谐振回路注入电荷能量，注入电流的波形图如图10，在RF1电压处于波峰时，注入电流最小。由于施密特触发器的迟滞功能，脉冲宽度所对应的时间点并不是关于RF1电压波峰节点的时刻对称，导致注入电流也不对称。施密特触发器当所有电路器件参数都已经确定时，开关单元的导通时间，即触发器输出的脉冲宽度会随着整流输出电压vdda的下降以及RF振荡信号电压幅度的下降而自适应的改变，这种自适应调整机制使得断场后维持电路振荡的所被注入的能量在不断跟随vdda电源电压幅度和RF振荡信号幅度的变化而做出相对应的调整，从而提高了电流注入的效率。

如图10，在RF振荡信号的电压幅度变化过程中，当RF信号幅度由0上升至V_H的过程中时，V_RF<V_H，触发器输出为1，开关单元处于断开状态，储能电容C_L没有向L-C谐振回路注入能量，即注入电流为0；当V_RF>V_H且V_RF>V_L时，触发器发生翻转，输出为0，反相器输出为1，开关单元处于闭合状态，储能电容C_L向L-C谐振回路注入能量以维持电路的振荡；当V_RF<V_L时，触发器再次发生翻转，开关单元断开，储能电容C_L停止能量注入，如此循环往复。

上述脉宽自适应控制的原理在于：如图11所示，在一个RF周期内，RF的电压波形可设为：

式中，A是RF的振幅，

设定触发器翻转点发生在V_H,V_L，V_H,V_L分别代表上翻转电压和下翻转电压，在上文中已经定义,因此，

可解得：

因此，导通时间，即脉冲的宽度△t为：

当RF幅度A减小的时候，首先，根据欧姆定律可知，注入的平均电流：

(V_RF为导通时间内RF的平均电压值)

会变大。

由于A的减小，和的值变大，根据公式(1)可知，△t变小，即脉冲宽度，电流注入时间变小；反之，当RF幅度A变大，则△I变小，△t变大。即，脉冲宽度会跟随RF幅度变化的大小做出相适应的变化，适时补充适量的电荷以维持谐振回路的振幅，这种调整过程即称之为自适应脉冲控制。这种自适应调整机制使得断场后维持电路振荡的能量不断跟随vdda和RF信号幅度的变化而做出相对应的调整，提高了电流注入的效率，降低了功耗，从而能提高芯片能量的利用率，提高RFID标签芯片的响应距离。