一种基于WTA方案的低功耗电流模式PUF的制作方法

本发明涉及芯片安全技术领域，特别涉及一种物理不可克隆函数电路。

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背景技术：
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现有的puf(physicalunclonablefunction)实现通常可以分为两类：具有线性crp的或者说与阵列单元数相关的弱puf以及具有指数与细胞编号的crp编号的强puf。具体而言，现有技术文献1中先前报道的仲裁puf是典型的强puf。其工作原理是向两条传输线提供信号脉冲，每条线由n级反相器组成(相同的布局结构)。由于工艺变化，通过两条传输线所需的延迟时间略有不同，这可以通过最后阶段的仲裁器模块来区分。关于弱puf，文献2记载了srampuf在系统上电时利用sram单元的不可预测的初始状:。优点是puf电路完全与sram阵列合并，这不会引入任何附加电路。

电流模式puf是文献3中报告的另一种弱puf，其采用时域电流差测(tdcdm)方案来量化失配电流的电流差。不过，其功耗高达11.29μw。而且，电容器对之间的不匹配不容忽视，这会影响充电时间和精度。wang等人通过阈值处理和参考电流进一步改善了基于电流的puf的稳定性。然而，需要相当多的复杂外围电路，包括电流控制振荡器(～10.3μw)和数模转换器(～4.48μw)。该方案的总功耗高达27.28μw。在文献4中，除了高功耗之外，没有消除或削弱电流镜不匹配影响的方案。

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技术实现要素：
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在此，我们提出了一种具有赢家通吃(wta)电流测量方案的电流模式puf，以低功耗提高puf的可靠性。

为了实现上述目的，本发明的技术方案如下：

一种基于wta方案的低功耗电流模式puf，包括4-16译码器a、4-16译码器b、第一电流源阵列、第二电流源阵列，选择器、wta电路以及输出判定电路，阵列a输出端与第一电流源阵列输入端相连，4-16译码器b输出端与第二电流源阵列输入端相连，两个电流源阵列输出端分别与选择器输入端连接，4-16译码器a与4-16译码器b分别通过两个对应的电流源阵列a和电流源阵列b中各挑出选择一个电流，并将电流输入选择器中，所述选择器输出端与wta电路输入端连接，所述wta电路输出端与输出判定电路输入端连接，通过输出判定电路的输出端进行输出。

以上所述的低功耗电流模式puf，所述wta电路由2个完全相同的单元组成，每个单元分别包含电流反馈电路和前置比较电路，所有晶体管在亚阈值区域操作，并且引入功率门控电路以关闭不活动的电流分支。

以上所述的低功耗电流模式puf，第一电流源阵列和第二电流源阵列生成电流iak和ibk，用于比较；在每个阵列中，有16个分支电流表示为i1到i16；并且每个分支包括开关晶体管smk和栅极-源极连接的pmosmk。

以上所述的低功耗电流模式puf，所述wta电路用于比较输入电流iinak和iinbk；如果iinak是赢家，则输出vouta等于1，如果iinbk是赢家，则输出vouta等于0。

以上所述的低功耗电流模式puf，译码器提供用于不同开关的控制信号sk；电流iak和ibk分别在两个连续的时钟周期内并行输入到选择器并交叉输入到wta电路，生成的数字输出首先存储在寄存器r1和r2中，然后传输到r3和r4。

与现有技术相比，该技术方案的提出实现大大简化了基于wta的电流测量过程和相关的复杂外围电路，从而导致更低的功耗。

[附图说明]

图1为本发明puf的架构示意框图。

图2为本发明提出电流模式puf的架构。

图3为本发明的wta电路。

图4为本发明puf电流比较时序。

图5为本发明puf不稳定位去除前后的0、1区分度。

图6为本发明设计puf的片内汉明距离。

图7为本发明puf温度变化下的可靠性。

图8为本发明puf电压变化下的可靠性。

图9为本发明随机性测试结果。

图10为本发明和当前最新成果性能对比。

[具体实施方式]

为了使本发明实现的技术手段清晰明了，下面结合附图进一步阐述本发明。

实施例：

如图1所示，一种基于wta方案的低功耗电流模式puf，包括4-16译码器a、4-16译码器b、第一电流源阵列、第二电流源阵列，选择器、wta电路以及输出判定电路，4-16译码器a输出端与第一电流源阵列输入端相连，4-16译码器b输出端与第二电流源阵列输入端相连，两个电流源阵列输出端分别与选择器输入端连接，4-16译码器a于4-16译码器b分别通过两个对应的电流源阵列中各挑出选择一个电流，并将电流输入选择器中，所述选择器输出端与wta电路输入端连接，所述wta电路输出端与输出判定电路输入端连接，通过输出判定电路的输出端进行输出。

电流iak和ibk由第一电流源阵列和第二电流源阵列生成，用于比较。在每个阵列中，有16个分支电流表示为i1到i16。并且每个分支包括开关晶体管smk和栅极-源极连接的pmosmk。译码器提供用于不同开关的控制信号sk。电流iak和ibk分别在两个连续的时钟周期内并行输入到mux并交叉输入到wta。然后，生成的数字输出首先存储在寄存器r1和r2中，然后传输到r3和r4。

每一个周期的一次比对过程如下：首先，由两个4-16译码器分别在两个电流源阵列中各挑出选择一个电流，并将电流输入选择器mux中。通过选择器，第一次将iak和ibk分别输入wta(胜者全拿)电路中的iinak和iinbk进行比较，将输出结果vouta的输出放到第一个d触发器中。此后，选择器将电流翻转，把iak和ibk输入wta电路中的iinbk和iinak再次进行比较，再将输出结果vouta放在第二个d触发器中。由于两个电流的翻转，如果两次的结果不同，证明比较判断有效，则能够使连接d触发器的异或门置位，以异或门输出为时钟的d触发器能够收到上一级d触发器的输出，最终输出结果。如果两次的结果相同，证明比较判断无效，则异或门不置位，以异或门为时钟的d触发器保持上一个输出覆盖此次结果。

本次方案的wta电路：

如图3所示，基于wta的电流比较电路由两个相同的单元组成，其中每个单元包括前置比较部分和电流反馈部分。本实施例为了最小化比较电路的功耗，所有晶体管在亚阈值区域操作，并且引入功率门控电路以关闭不活动的电流分支。wta电路用于比较输入电流iinak和iinbk。如果iinak是赢家，则输出vouta等于1，如果iinbk是赢家，则输出vouta等于0。此外，wta中的单元a和单元b具有相同的结构，具有相同的操作原理，因此，本实施例详细描述单元a。

工作流程为，首先rst置为1，由于ma18、ma13导通，导致红色的cmos管(ma15、ma14、ma12、ma11)所代表的反馈电路不工作。当电流输入后，ma2、ma1、ma4、ma3构成的电流镜将电流复制到la1列中，由于la1和lb1相连，ma5和ma6上的电流为两个输入电流的平均电流iavgak。又由于ma6、ma5、ma10、ma9构成的电流镜和ma8、ma7、ma2、ma1构成的电流镜,la2的上半部分电流为iavgak，下半部分为iinak。由于两个电流的差异，vak的大小产生变化，iinak越大，vak越小。

接着，rst置为0，ma18、ma13关断，反馈电路开始工作，同时ma22的栅极连接的传输门ma17、ma16打开，将vak电压导到ma22的栅极，vak越小，反馈电流越大。通过ma20、ma19与ma15、ma14和ma12、ma11分别构成的电流镜，反馈电流进入la2、la1中，如果vak的值小于vbk,通过反馈vak会被推到0(置0)，最终vouta输出为1；反之，则vak通过反馈会被推到1.8v(置1)，vouta输出为0。

以下对单元a的工作原理进一步说明：

具体地，为了比较输入电流iinak和iinbk，在第一阶段，将rst设置为1并且仅启用前置比较电路的当前比较部分。输入电流iinak同样镜像到la1中的ma3，ma4和la2中的ma7，ma8。由于ma5和mb5的两个漏极节点相互连接，因此ma1和la1的ma6中的电流iavgak是iinak和iinbk的平均值：

然后iavgak镜像到la2中的ma10和ma9。在la2中，iinak和iavgak将在vak进行比较。假设δia是iinak和iavgak之间的差值，并且输入电流iinak/iinbk相等，vak处的电压等于0.5vdd且δia＝0。随着iinak的增加，vak减小。

电路稳定后，第二阶段以rst＝0开始，电流反馈部分开始工作。在这种情况下，ma17和ma16打开。vak连接到mb22的门。反馈电流iak由ma22产生，其反映到la3/la4并添加到la1/la2。la1和lb1中的新平均电流生成如下：

假设iinak低于iinbk，δia高于0.然后vak高于vbk，iak小于ibk。(δiinak+iak)和iavgnew之间的新差异ianew不断增加，如公式(3)所示，因此，vak升高，vbk降低。

该电流反馈阶段终止，直到vout输出数字值。

图4显示了电流iinak小于电流iinbk的时序图。在第一阶段，vak高于vbk。在第二阶段，电流反馈部分开始工作，vbk和vak之间的差异由反馈电流增加。

这里引入ma22和xor门以进一步降低整体功耗。当wta输出数字值时，vbk接近地。mb22完全打开，增加了lb5的电流。由单元a和单元b生成的数字值是相反的。因此，可以通过添加xor门以关闭lb5并降低功耗。

不稳定位替换电：

为了减少wta电路引起的失配并提高puf的可靠性，提出了一种新的不稳定位替换方法。如图2所示，在iinak和iinbk的比较之后，它们通过mux交叉输入到wta模块并再次进行比较。理想情况下，wta的输出数字值应相反。但是，由于wta不匹配，结果可能相同。因此，采用以下列方式纠正它。首先，两次比较的结果分别存储在寄存器r1和r2中。然后我们计算xor门的输出，“输出”表示内部不匹配不会使输出不稳定，输出“表示该位不稳定，需要用稳定位替换前一阶段。关于r3和r4的寄存器，只有当xor门输出的clk3为高电平时，r3和r4才能输出r1和r2存储的位。如果不是，r3和r4保持原始值。如图5所示，不稳定位替换方法可以进一步将12.07％的不稳定位转换为稳定并使0/1均匀分布。

本发明的puf还具有如下特性：唯一性、可靠性、不可预测性、低功耗。

唯一性；定义唯一性以测量响应位的不同，对于对不同芯片的相同输入激励。它可以从不同响应位串之间的汉明距离(hd)计算得出。蒙特卡罗模拟用于生成1000个实例的crp，每个响应集具有256个比特。并且使用不稳定的位替换模块替换每个不稳定的响应位。如图6所示，唯一性计算为49.3％。

可靠性；可靠性是评估puf性能的另一个黄金标准。图6显示了可靠性和工作温度之间的关系。响应在-20℃～100℃的工作温度范围内产生。从原始数据计算蓝色的可靠性，并且在纠错之后计算橙色的可靠性。利用不稳定比特替换方案，表明所提出的puf可以大大提高可靠性。针对各种电源电压的可靠性如图8所示，可以通过不稳定的位替换方法来改善。电源电压的变化范围为标准1.2v的±10％。

不可预测性；不可预测性用于评估所提出的puf的随机性。具有出色不可预测性的比特流在“1”和“0”的分布中是高度随机的。这里采用nist测试套件来测试随机性。为nist测试生成5120位的比特流，结果总结在图9表中。

低功耗；将方案进行对比，图10表中比较了几种弱puf实现的特征。该器件具有892nw的最低功耗，在-10℃到120℃的宽温度范围内，每10℃的可靠性高达99.53％。

凡是属于本发明原理的技术方案均属于本发明的保护范围。对于本领域的技术人员而言，在不脱离本发明的原理的前提下进行的若干改进，这些改进也应视为本发明的保护范围。

参考文献

文献1：j.w.lee,d.lim,b.gassend,g.e.suh,m.vandijk,ands.devadas,“atechniquetobuildasecretkeyinintegratedcircuitsforidentificationandauthenticationapplications,”inproc.ieeesymp.vlsicircuits,june2004,pp.176-179.

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文献3：s.lin,y.cao,x.zhao,x.wangandx.pan,“acompactultralowpowerphysicalunclonablefunctionbasedontime-domaincurrentdifferencemeasurement,”inproc.ieeeint.symp.circuitsandsyst.,montreal,qc,canada,pp.277-280,may2016.

文献4：t.dharanda.r.trivedi,“areaandenergy-efficientphysicallyunclonablefunctionbasedonk-winnerstake-all,”electronicslettersvol.52,no.24,pp.1978-1980,november2016.

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