一种基于时延匹配技术的宽带线性化器设计方法与流程

本发明涉及一种基于时延匹配技术的宽带线性化器设计方法，属于微波技术领域。

背景技术：

微波功率放大部件是卫星通信系统中最重要的有效载荷之一，其主要作用是提供系统所需要的增益，实现微波射频信号的放大，由于微波功率放大部件自身的非线性，以致微波功率放大器在饱和点附近工作时不能完全满足多载波工作要求，使得功放工作在饱和点回退较多的小信号状态，功率和效率较低。现代卫星通信系统要求微波功率放大器在大rf功率输出的同时，拥有高线性度。因此线性化技术被广泛应用于微波功率放大部件。

线性化器作为线性化微波功率放大部件中的核心器件，很大程度上决定着整个组件的带宽性能，传统的线性化器相对带宽不超过15％，制约着整个系统的带宽。

线性化器拓扑有很多种，目前主流的拓扑为两路矢量合成线性化器电路结构，原理如下图1所示。

但传统的线性化器仿真，主要关注上下两路的幅度和相位匹配，带宽较窄，并未关注到上下两路的时延匹配。由于传输线及二极管，移相器，衰减器的时延均不相同，高低频点的相位不一致，从而导致两路合成时，高低频点的上下两路相位差不一致。进而导致在不同频点线性化器两路合成的合成量具有很大差距，这使得线性化器非线性性能在中心频点与边带相差较大，带宽无法做宽。

因此需要一种新的设计方法，将上下两路的时延进行匹配，从而改善线性化器的工作带宽。

技术实现要素：

本发明的发明内容为：克服现有技术的不足，提供一种基于时延匹配技术的宽带线性化器设计方法，能够保证上下两路(线性支路和非线性支路)的时延匹配，从而改善了线性化器的工作带宽。

本发明的技术解决方案是：

一种基于时延匹配技术的宽带线性化器设计方法，包括如下步骤：

第一步、对初始线性化器中二极管进行仿真测试，得到非线性支路的相位特性；

第二步、根据非线性支路的相位特性调节线性支路的长度，使线性支路与非线性支路的色散相同；

第三步、在线性支路加入理想移相器，对线性支路和非线性支路进行合成，得到需要的非线性性能，从而完成时延匹配的宽带线性化器设计。

所述第一步中初始线性化器按常规方法设计，其中线性支路和非线性支路等长。

所述第二步中，线性支路与非线性支路的色散相同即指非线性支路高低频点的相位差与线性支路高低频点的相位差一致。

所述第三步中，在ads中，对调节完线性支路长度的线性化器进行建模仿真，通过仿真确定线性支路需要比非线性支路超前或滞后多少相位，才能使上下两路理想合成；根据线性支路需要比非线性支路超前或滞后多少相位，确定加入理想移相器的类型和位置。

如果线性支路比非线性支路超前或滞后的相位为0度、90度、180度或270度，则理想移相器选用特殊的无色散器件。

a.如果线性支路比非线性支路超前或滞后0度，则线性支路和非线性支路使用威尔金森功分器进行功分合成；

b.如果线性支路比非线性支路滞后90度或超前270度，则需要在线性支路和非线性支路两路合成时使用lange电桥代替威尔金斯功分器进行合成，且lange电桥耦合端与线性支路相连。

c.如果线性支路比非线性支路滞后180度或超前180度，则需要在两路功分端和合成端均使用lange电桥代替威尔金斯功分器进行功分合成，且两个lange电桥的耦合端均与线性支路相连。

d.如果线性支路比非线性支路滞后270度或超前90度，则需要在两路合成时使用lange电桥代替威尔金斯功分器进行合成，且lange电桥耦合端与非线性支路相连。

如果线性支路比非线性支路超前或滞后的相位是除0度、90度、180度、270度以外的度数，则理想移相器选用无色散移相器件或反色散器件进行时延匹配，实现无色散相移。

a.如果两路相差度数是5.625°的2ⁿ倍数，则在线性支路端，再增加一个数控移相器，通过控制数控移相器的移相度数来实现线性支路与非线性支路的矢量合成。

b.如果两路相差度数不是5.625°的2ⁿ倍数，则需要在线性支路端采用反色散器件进行两路的相位差匹配，通过线性支路的正色散传输线与反色散器件的匹配，使得线性支路相当于增加了一段无色散的相位，从而使得线性支路与非线性支路相位差匹配良好。

本发明与现有技术相比的优点在于：

(1)本发明首次指出了目前线性化器设计中带宽无法做宽的根本原因在于：上下两支路的时延不一致。因此，本发明提出了一种设计方法，先对上下两路的时延进行匹配，使高低频点的相位差相同，再对上下两路的相位进行匹配，该方法能够保证上下两路(线性支路和非线性支路)的时延匹配，从而改善了线性化器的工作带宽。

(2)本发明方法不受限于具体的工作频率，对于两路合成拓扑的线性化器都是一种普适性的设计方法。

附图说明

图1是两路矢量合成线性化器电路结构；

图2是宽带线性化器设计的流程图；

图3是串联结构二极管对焊盘结构；

图4是串联结构二极管对及附属焊盘修正仿真结果；

图5是线性支路相位差仿真结果；

图6是线性化器仿真结果；

图7是线性化器器实物图照片；

图8是线性化器实测结果。

具体实施方式

本发明设计宽带线性化器的流程如图2所示。

包括如下步骤：

第一步、对初始线性化器中二极管进行仿真测试，得到非线性支路的相位特性；初始线性化器按常规方法设计，其中线性支路和非线性支路等长。

第二步、根据非线性支路的相位特性调节线性支路的长度，使线性支路与非线性支路的色散相同，即指非线性支路高低频点的相位差与线性支路高低频点的相位差一致(使两路信号矢量合成时在频带内不同频点下的两路的相位差值恒定，不随频率变化而改变)；

第三步、在线性支路加入理想移相器，对线性支路和非线性支路进行合成，得到需要的非线性性能，从而完成时延匹配的宽带线性化器设计。

第三步中，在ads中，对调节完线性支路长度的线性化器进行建模仿真，通过仿真确定线性支路需要比非线性支路超前或滞后多少相位，才能使上下两路理想合成；根据线性支路需要比非线性支路超前或滞后多少相位，确定加入理想移相器的类型和位置。

如果线性支路比非线性支路超前或滞后的相位为0度、90度、180度或270度，则理想移相器选用特殊的无色散器件。下面分情况补充详细的位置。

a.如果线性支路比非线性支路超前或滞后0度(暨不需要额外增加移相器)，则两路的使用威尔金森功分器(威尔金斯功分器两路等功分且相位相同)进行功分合成。

b.如果线性支路比非线性支路滞后90度或超前270度。则需要在两路合成时使用lange电桥(lange电桥在带内两路等功分，相位差为90度，基本无色散)代替威尔金斯功分器进行合成，且lange电桥耦合端与线性支路相连(线性支路端在lange电桥内比非线性支路端多走90度电长度，暨滞后90度)。

c.如果线性支路比非线性支路滞后180度或超前180度。则需要在两路公分端和合成端均使用lange电桥代替威尔金斯功分器进行功分合成，且两个lange电桥的耦合端均与线性支路相连(线性支路端在每个lange电桥内比非线性支路端多走90度电长度，合计180度)。

d.如果线性支路比非线性支路滞后270度或超前90度。则需要在两路合成时使用lange电桥代替威尔金斯功分器进行合成，且lange电桥耦合端与非线性支路相连(非线性支路端在lange电桥内比线性支路端多走90度电长度，暨滞后90度)。

如果线性支路比非线性支路超前或滞后的相位是除0度、90度、180度、270度以外的度数，则理想移相器选用无色散移相器件或反色散器件(进行时延匹配，实现无色散相移。

a.如果两路相差度数是5.625°的2ⁿ倍数，则可用数控移相器实现移相(数控移相器基本无色散，在工作带内高低频移相量基本一致)。在线性支路端，再增加一个数控移相器，通过控制数控移相器的移相度数来实现线性支路与非线性支路的矢量合成。

b.如果两路相差度数不是5.625°的2ⁿ倍数，则需要在线性支路端采用反色散器件(如左手材料)进行两路的相位差匹配，通过线性支路的正色散传输线与反色散器件的匹配，使得线性支路相当于增加了一段无色散的相位，从而使得线性支路与非线性支路相位差匹配良好。

实施例：

以在2.5ghz～4.5ghz范围内设计一款新的线性化器为例，来对本发明做进一步介绍。

设计步骤如下：

第一步、将二极管对及两侧附属焊盘及传输线进行加工实测，两侧附属焊盘及传输线结构如图3所示。

通过实测结果对二极管的仿真参数在仿真频段进行了修正，通过实测修正后的仿真结果如下图4所示。可以看出，非线性支路的高频点比低频点在小信号下多走100.8°。

第二步、经过仿真，算出线性支路传输线需要增加16.44mm的长度才能使线性支路的高低频点相位差与非线性支路一致。仿真结果如图5所示。

可以看出，此时线性支路的高频点相位比低频点相位多走101°，基本与非线性支路一致。

第三步、在ads中建模仿真，通过仿真发现下路线性支路还需要比上路超前90°(无色散)，才能使上下两路理想合成，在整个带内达到较好的性能。由于90度为特殊角度，可以采用lange桥实现(事实上，如果理想移相器的度数为0度、90度、180度或270度，则理想移相器选用特殊的无色散器件即可，如威尔金森功分器两路相差0度无色散，lange电桥两路相差90度基本无色散。如果理想移相器的度数不是特殊度数，则需要用无色散移相器件，如数控移相器，可实现5.625°的倍数或反色散器件，如左手材料等进行时延匹配，实现无色散相移)，不需要其它特殊补偿办法，较为简单。所以将后级的功分器换为lange桥。仿真结果如图6所示。

可以看出，在带内(2.5～4.5ghz)，按照本发明设计的线性化器，幅度扩张量为3.42～3.76db，相位扩张量为33.4°～37.7°，非线性性能良好，满足使用要求。

本发明实物图和测试结果如图7和图8所示。图8左上角图中，s11最大值为2.98，s22最大值为3.08。

经过实测，可以看出，在带内(2.5～4.5ghz)，幅度扩张量为3.01db～3.93db，相位扩张量为30.65°～31.51°，性能优良，可以用于整个带内。该产品带宽优于目前所见的s频段线性化器，可以有效减少星载线性化微波功率放大部件的数量。

根据器件的实测结果进行模型参数优化及仿真分析，大大提高了仿真的准确性。

以上所述，仅为本发明最佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明说明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员的公知技术。