一种雷达通信一体化5G信号设计方法

一种雷达通信一体化5g信号设计方法
技术领域
1.本发明属于5g通信领域，特别涉及一种5g通信场景下雷达通信一体化信号设计技术。


背景技术：

2.与传统通信基站不同，5g通信基站采用相控阵天线，可以实现天线主瓣波束的快速灵活调度，为利用5g通信基站实现雷达通信一体化创造了条件。5g通信通常采用正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，ofdm)信号，而ofdm信号因其频谱利用率高、抗干扰性能强等特点也被应用于雷达目标探测。但是由于通信机制和探测机制不同，目前5g通信ofdm信号难以有效进行目标探测，因此，设计5g通信ofdm信号，使其同时具备良好的通信性能和探测性能十分必要。
3.近几年来，国内外一些学者已就通信系统实现雷达通信一体化问题进行了部分研究。如文献“integrated waveform for a joint radar-communication system with high-speed transmission[j].ieee wireless communications letters,2019,8(4):1208-1211”研究了5g通信系统和雷达系统的相似性，指出了利用5g通信基站实现雷达通信一体化的可行性。文献“基于lfm信号相位/调频率调制的探通一体化共享信号设计[j].现代雷达,2018,6”基于5g通信系统发射接收雷达常用的线性调频(linear frequency modulation，lfm)信号，实现了雷达通信硬件部分的结合。文献“multiobjective optimization of ofdm radar waveform for target detection[j].ieee transactions on signal processing,2010,59(2):639-652”利用5g通信ofdm信号进行目标探测，但在信号处理时仍采用传统匹配滤波方法。
[0004]
上述研究可以归结为以下两个方面：1)利用5g通信系统的部分硬件结构(如：天线和射频)发射和接收传统雷达信号；2)利用通信ofdm信号进行目标探测但在后续信号处理中仍沿用传统雷达信号处理方法。这就不可避免地引起了5g通信系统硬件与雷达信号的不匹配或5g通信信号和雷达信号处理方法的不匹配，制约了5g通信ofdm信号目标探测潜能的充分发挥，所以有必要通过设计雷达通信一体化5g信号来解决这两个失配问题。若能在保证一定通信性能的前提下设计通信ofdm符号实现目标探测，这不仅可以极大提高通信帧的利用率，而且能够实现通信和探测信号一体化。然而，这其中也存在两个较大的技术难题：1)5g通信帧结构中单个ofdm符号时长较短，直接利用单个ofdm符号进行目标探测无法获得合适的探测距离。2)一体化信号的通信性能和探测性能之间存在相互制约关系，难以同时取得最优。所以需要寻求高效的设计方法解决这两个技术难题。


技术实现要素：

[0005]
为解决上述技术问题，本发明提出一种雷达通信一体化5g信号设计方法，通过发射单一波形同时实现探测和通信功能。
[0006]
本发明采用的技术方案为：一种雷达通信一体化5g信号设计方法，包括：
[0007]
s1、基于5g通信帧结构建立雷达通信一体化5g信号模型；
[0008]
s2、以步骤s1建立模型的雷达通信一体化5g信号的频域子载波系数为优化变量，以探测性能和通信性能为目标函数，建立优化模型；
[0009]
s3、基于区间线性相位压缩调制的时/频域交替求解优化模型，得到设计好的雷达通信一体化5g信号。
[0010]
步骤s1所述的雷达通信一体化5g信号模型具体为：雷达通信一体化系统包括雷达通信一体化5g基站和用户端，雷达通信一体化5g基站用来发射一体化信号并接收探测回波信号，用户端用来接收通信接收信号；雷达通信一体化5g基站天线主瓣所照射的探测区域φ沿距离向被分割为m个距离分辨单元，雷达通信一体化5g基站和用户端之间有l条通信多径。
[0011]
雷达通信一体化5g基站发射的一体化信号为加循环前缀的一体化信号，记一体化信号循环前缀时长为t
gi
，t
gi
满足以下条件：
[0012]
t
gi
≥(v-1)ts，其中，v＝max{m,l}。
[0013]
为了减小接收机处能量移除循环前缀带来的能量冗余，将发射信号循环前缀置零，所述一体化发射信号的表达式为：
[0014][0015]
其中，g(t)表示一体化发射信号，fk为调制前ofdm信号第k个子载波频域复加权系数，g(
·
)是调制函数，
△
f表示5g通信ofdm符号子载波间隔，t表示时间变量，n表示一体化发射信号的子载波个数，t
gi
表示一体化发射信号循环前缀时长，ta表示一体化发射信号的脉宽最大值。
[0016]
探测接收信号，具体通过：在雷达接收机处，探测区域φ内m个距离分辨单元的探测回波信号叠加得到，表达式为：
[0017][0018]
其中，σm为第m个距离分辨单元的雷达截面系数，rm为第m个距离分辨单元到雷达通信一体化5g基站的距离，τm为信号到达第m个距离分辨单元的延时，w1(t)为探测过程中的噪声。
[0019]
通信多径接收信号，具体为：在用户端，l条通信多径信号叠加得到通信接收信号：
[0020][0021]
其中，ω
l
是第l条通信径中散射体的散射系数，r
l
为沿着第l条通信径从雷达通信一体化基站到用户端的距离，τ
l
为第l条多径信号的延时，w2(t)为通信过程中的噪声。
[0022]
本发明的有益效果：本发明提出了一种雷达通信一体化5g信号设计方法，解决了现有雷达通信一体化技术中通信信号和雷达信号相对独立的问题。首先，基于5g通信帧结构建立了雷达通信一体化信号模型；其次，以所设计信号频域子载波系数为优化变量，以探测性能和通信性能为目标函数，建立了优化模型；最后利用本发明提出的基于区间线性相
位压缩调制的时/频域交替设计算法求解了优化模型，获取设计好的雷达通信一体化5g信号。本发明的优点是算法优化效率高，且能较大程度的实现雷达信号和通信信号的结合。
附图说明
[0023]
图1为雷达通信一体化系统示意图。
[0024]
图2为雷达通信一体化5g帧结构图。
[0025]
图3为不同调制区间下的峰均功率比累计分布函数(cumulative distribution fuction，cdf)曲线对比图。
[0026]
图4为不同调制区间下的信噪比恢复因子cdf曲线对比图。
[0027]
图5为不同调制间隔下的峰均功率比cdf曲线对比图。
[0028]
图6为不同调制间隔下的信噪比恢复因子cdf曲线对比图。
[0029]
图7为不同调制位数下的峰均功率比cdf曲线对比图。
[0030]
图8为不同调制位数下的信噪比恢复因子cdf曲线对比图。
[0031]
图9为不同调制区间下的误码率对比图。
具体实施方式
[0032]
本发明主要采用计数值仿真实验的方法进行验证，所有步骤、结论均在matlab2016a上验证正确。下面结合附图1-9对本发明内容作进一步说明。
[0033]
实施例1
[0034]
本实施例以图1所示的典型雷达通信一体化系统为例，对本发明的内容进行说明，本发明的实施过程包括以下步骤：
[0035]
步骤1：建立雷达通信一体化场景图，初始化系统参数
[0036]
如图1，一套典型雷达通信一体化系统ω包括雷达通信一体化5g基站a和用户端b，雷达通信一体化5g基站用来发射一体化信号并接收探测回波信号，用户端b用来接收通信接收信号。该系统中心频率为fc＝3.4ghz，雷达通信一体化5g基站a天线主瓣所照射的探测区域φ沿距离向被分割为m＝300距离分辨单元，该基站a和用户端b之间有l＝411条通信多径。基站a到探测区域φ第m个分辨单元的距离为rm，基站与用户之间第l条径的总长度为r
l
。探测通信一体化发射信号具有n＝1024个子载波且带宽为br＝61.44hz，该信号频域复加权系数向量为g＝[g(f0),g(f1),...g(fk)...,g(f
n-1
)]
t
，其中fk为调制前ofdm信号第k个子载波频域复加权系数，g(
·
)是调制函数。
[0037]
步骤2：雷达通信一体化5g信号模型建立
[0038]
2.1、根据探测任务需求，选择5g通信ofdm符号子载波间隔
△
f＝60khz，根据5g通信标准中可知，此时一个不加循环前缀通信ofdm符号时长为t
p
＝1/
△
f＝16.67μs，循环前缀时长为t
cp
＝1.2μs，加循环前缀的通信ofdm符号总时长为t0＝t
p
+t
cp
＝17.87μs。
[0039]
2.2、为了避免无线通信环境固有的多径问题所带来的符号间干扰(inter symbol interference，isi)，常见的方法是对ofdm信号加足够长的循环前缀(cyclic prefix，cp)，即将ofdm信号末尾处的一段信号添加到原信号前面，共同构成带循环前缀的ofdm信号(cp-ofdm)由于cp-ofdm信号循环前缀的长度应该大于最大多径延时，因此雷达通信一体化ofdm信号循环前缀时长应满足t
gi
≥(l-1)ts＝410ts，其中，ts＝1/br＝0.0163μs为a/d采样机时
间采样间隔。由于一体化发射信号经过探测区域内不同距离分辨单元的反射回波延时不尽相同，因而探测波束宽度内m＝300个距离分辨单元也可以看作300条通信多径，所以该一体化cp-ofdm信号循环前缀时长也应该满足t
gi
≥(m-1)ts＝299ts。综上，信号循环前缀时长应满足t
gi
≥(v-1)ts＝410ts，其中，v＝max{300,411}，为了方便起见，本实施例取t
gi
＝410ts。
[0040]
2.3、为了实现探测过程中的零距离旁瓣干扰并减小接收机处移除循环前缀操作带来的能量冗余，将一体化cp-ofdm信号循环前缀置零，最终要发射的零循环前缀的cp-ofdm信号g(t)：
[0041][0042]
2.4、为满足最小探测距离r
min
＝1.5km的要求，一体化发射信号的脉宽最大为ta＝2r
min
/c＝10μs，其中c＝3
×
108m/s表示光速。因为子载波频率间隔为60khz，所以不加循环前缀的雷达通信一体化ofdm发射信号长度tr＝1/
△
f＝16.67μs，此时发射信号循环前缀的长度为t
gi
＝t
r-ta＝6.67μs，带循环前缀的ofdm发射信号总长度为t1＝tr+t
gi
＝23.34μs。由于t0《t1《2t0，所以选择2个通信ofdm符号发射一个雷达通信一体化ofdm脉冲，图2给出了雷达通信一体化5g帧结构示意图。
[0043]
2.6、在雷达接收机处，探测区域φ内m个距离分辨单元的探测回波信号叠加得到雷达接收信号：
[0044][0045]
其中，σm为第m个距离分辨单元的雷达截面(radar cross section，rcs)系数，rm为第m个距离分辨单元到雷达通信一体化基站的距离，τm为信号到达第m个距离分辨单元的延时，w1(t)为探测过程中的噪声。
[0046]
在用户端，l条通信多径信号叠加得到通信接收信号：
[0047][0048]
其中，ω
l
是第l条通信径中散射体的散射系数，r
l
为沿着第l条通信径从雷达通信一体化基站到用户端的距离，τ
l
为第l条多径的延时，w2(t)为通信过程中的噪声。
[0049]
本领域技术人员应注意，本步骤所构建的雷达通信一体化5g信号模型，包括：g(t)、r1(t)、r2(t)。
[0050]
步骤3：调制通信信息
[0051]
3.1、获取雷达通信一体化ofdm信号g(t)的相位：
[0052][0053]
3.2、对雷达通信一体化ofdm信号的相位进行间隔式的相位压缩操作，具体如下所述：
[0054]
不是对每个频域复加权系数fk的相位都进行调制，而是每μ个子载波进行一次相位调制。即：
[0055][0056]
其中，为被调制后第k个频域子载波的复加权系数，
[0057]
假设每次待传输的通信符号包含i位二进制符号，则通信符号共有z＝2i种，分别为{χ1,χ2,...,χz,...χz}。当发送通信符号χz后，对个子载波频域复加权系数进行如下相位压缩操作：
[0058][0059]
其中，是的相位，α是压缩后相位区间大小，βz(z＝1,2,...,z)是压缩后相位区间的中心轴，满足是传输符号χz时，待调制的频域子载波系数的相位被压缩到的区域。
[0060]
步骤4：建立优化模型
[0061]
4.1、选取峰均功率比λ和脉压后的信噪比恢复因子υ作为一体化ofdm信号探测性能评价指标。峰均功率比定义为：
[0062][0063]
其中，r是过采样率，是发射信号g(t)离散过采样后得到的序列。
[0064]
脉压后的信噪比恢复因子定义为：
[0065][0066]
4.2、选取误码率ε作为一体化ofdm信号通信性能评价指标，对于本发明所述的区间线性相位压缩调制方法的容错区间大小直接影响误码率的高低，容错空间越大，误码率越低。容错空间定义为：
[0067]
[0068]
4.3、以雷达通信一体化ofdm信号频域子载波系数gk(k＝0,1,...,n-1)为优化变量，以探测性能和通信性能为目标函数，建立优化模型：
[0069][0070]
优化模型中的绝对值符号用于表示取模值。
[0071]
步骤5：对优化模型求解，获取设计好的雷达通信一体化5g信号，具体求解流程如下所述：
[0072]
5.1、初始化雷达通信一体化ofdm信号频域子载波序列其中，且服从[0,2π]的正态分布；为gk初始化的序列；
[0073]
5.2、初始化迭代次数q＝0，对作r＝4倍过采样处理得到作r＝4倍过采样处理得到
[0074]
5.3、对作rn点fft得到时域序列
[0075]
5.4、对进行时域clipping设计如下：
[0076][0077]
其中，(η为时域clipping界限约束)，为相位。
[0078]
5.5、对作rn点fft得到频域序列
[0079]
5.6、对进行频域clipping设计如下：
[0080][0081]
其中，(γ为频域clipping界限约
束)，为相位。
[0082]
5.7、对截取前n个元素得到频域序列
[0083]
5.8、对进行如步骤4所述的间隔式相位压缩操作，且x＝x+1，判断迭代次数x是否大于最大迭代次数40，若满足，进入步骤5.9；否则返回步骤5.3；
[0084]
5.9、输出所设计的雷达通信一体化ofdm信号频域序列，即输出最后依次迭代步骤5.7得到的频域序列计算峰均功率比λ、脉压后的信噪比恢复因子υ以及解调后的误码率ε。
[0085]
实施例2
[0086]
下面根据一个matlab仿真例子对本发明的方案作进一步验证。相关各参数的对应取值如表1。
[0087]
表1
[0088]
参数符号数值频域子载波间隔
△
f60khz信号带宽br61.44mhz子载波数目n1024距离分辨单元数目v411多径数目l300ofdm信号时长ta10μs循环前缀时长t
gi
6.67μs过采样率r4迭代次数x40时域clipping界限约束η1db频域clipping界限约束γ0.05
[0089]
图3和图4是本发明方法中不同调制区间下的峰均功率比和信噪比恢复因子的cdf曲线对比图。容易看出，本发明所提方法下，调制区间越大，信号的峰均功率比越小，信噪比恢复因子越大。图5和图6是本发明方法中不同调制间隔下的峰均功率比和信噪比恢复因子的cdf曲线对比图。容易看出，本发明所提方法下，调制间隔越大，信号的峰均功率比越小，信噪比恢复因子越大。图7和图8是本发明方法中不同调制位数下的峰均功率比和信噪比恢复因子的cdf曲线对比图。容易看出，本发明所提方法下，每个子载波被调制信息位数越少，信号的峰均功率比越小，信噪比恢复因子越大。图9是本发明方法中不同调制区间下的误码率对比图。容易看出，本发明所提方法下，调制区间越小，信号的容错空间越大，误码率越低。综上所述，本发明所提方法下，通过选择不同的调制方式，可以选择同时具有较好探测性能和通信性能的一体化5g信号，且算法优化效率高。
[0090]
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的
任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。