专利名称：断路器型开关电源的制作方法
技术领域：
本发明关于一个断路器型的开关电源，用于增大输入电压，并且更特别涉及断路器型的开关电源，其中一个振荡电路构成一个控制开关元件开/关工作的振荡电路。前一个振荡电路通过使用互相耦合的一对感应器进行振荡工作。
作为断路器型开关电源之一，通过使用一个简单的电路装置能够增强DC输入，像在JP-A-62-48259的图2的框图2中说明的，存在着一个自激励断路器型开关电源，其中一个开关元件构成一个振荡电路的一部分。然而，当得到超过10W的DC输出时，例如通过使用自激励断路器型开关电源，当负载变化时，这样的问题很容易发生，导致停止振荡工作。相反，当设置恒定元件时，振荡工作几乎不停止工作，但是转换效率可能降低。这样，当得到相当大的电功率例如10W的DC输出时，使用一个分离激励类型装置，其中分别从开关电路中提供一个振荡电路，并且通过振荡电路的输出控制开关元件的开/关工作。
图4说明一个以上说明的断路器型开关电源。也就是说这种断路器型开关电源具有一个三角波形发生电路72用于产生一个矩形信号，具有一个比较器71，三角波形发生器电路72产生的矩形信号施加到比较器的其中一个端子上，DC输出73的分开的电压被施加到比较器的另一个端子上。另外，为了能够进行一个晶体管74的开/关工作，安排断路器型开关电源，这个晶体管74用作使用比较器71输出的一个开关元件。
然而，当使用以上装置时，以下问题会上升。也就是说断路器型开关电源改变晶体管74是开状态的时间周期和晶体管关状态的时间周期之间的比率，并且因此控制DC输出73到一个预定的电压。另外，晶体管74开的周期和三角波发生电路72产生的三角波信号的周期相同。这样，负载越小，晶体管74变成开的时间比例越小。因此，当负载变成近似于零时，晶体管74处于开状态的时间变得相当短。结果导致晶体管关的现象上升，当晶体管移向开状态的饱和状态时。这样出现一个问题当负载变小时，晶体管74的损耗变小，因此转换效率降低。
因此，为了解决现有技术的上面所说的问题提出本发明，本发明的一个目的是提供一个断路器型开关电源。这种电源可以防止转换效率降低，甚至在负载如此变得很小时，即增强开关元件的开/关工作在负载变得很小时通过用于间歇振荡的振荡器电路的输出进行控制。
除了以上说明的目的，本发明的另一个目的是提供断路器型开关电源，这个电源可以使用一个具有低耐压的元件作为一个用于振荡的开关元件，具体方式为当用于振荡的开关元件关时在感应器产生电流通过一个二极管流入一个DC输出，因此抑制了在感应器中产生电压的增加。
除了上述目标，本发明的另外目标是提供一个断路器型开关电源，这个电源通过使用一个PNP晶体管向FET栅级提供振荡输出的方法提高在间歇振荡时的转换效率。
为了实现上述目标，根据本发明的断路器型开关电源被应用断路器型开关电源，在这种电源中，开/关工作受到一个振荡电路的输出控制的主开关电源接通和断开在地和一个主感应器的另一个端子之间的一个连接，这个主感应器的一个端子耦合到一个DC电源，通过使用一个耦合到主感应器的另一个端子的调整和平滑电路的方法，取出一个DC输出，安排这个振荡电路，使之包括第一个感应器，它的一个端子耦合到DC电源；一个振荡开关元件，用于接通和断开在地和一个主感应器的另一个端子之间的一个连接；第二个感应器，感应耦合到第一个感应器，用于在振荡开关元件开时，产生用于开振荡开关元件的一个反馈输出；一个电压稳定电路，用于探测从调整和平滑电路输出的一个DC输出的错误电压，并且当探测到的错误电压表示DC输出增加的电压时，用于降低和增加电压数量一致的感应到振荡开关元件的反馈输出的级别。
当负载变小时，DC输出电压增加。这样电压稳定电路降低感应到振荡开关元件的反馈输出的级别，并且最后使感应到振荡开关电源的反馈输出的级别为零。当发生这样的现象，因为不能开振荡开关元件，所以振荡工作停止。在振荡工作停止期间，DC输出电压降低，当从第二个感应器输出的反馈输出的一部分被输出到振荡开关元件时，振荡工作重新开始。在这种方式中，执行间歇振荡工作。在间歇振荡的振荡期间内，产生在振荡周期和非振荡周期内消失的电能。换句话说，在振荡周期产生的电能变得很大。在振荡开关元件处于开状态的时间周期成为足够的时间周期。因此，主开关元件从开状态转向关状态的过渡时间，反之亦然，关于在主开关元件处于饱和开状态的时间周期的比率是一个小值。这意味着尽管负载变小，但是主开关元件的开关损耗几乎没有增加。
除了以上说明的装置，安排断路器型开关电源，使它另外包括钳位二极管，这个钳位二极管的一个端子耦合到第一个感应器的另一个端子，这个钳位二极管的另一个端子耦合到一个任意DC输出的当前路径上，其中安排钳位二极管的方向，使当振荡开关元件关时，电流沿着该方向流过钳位二极管。
换句话说，当振荡开关元件关时，在第一个感应器的另一个端子上产生的电流穿过钳位二极管流入DC输出。这样，在第一个感应器的另一个端子上的电压被抑制到接近于DC输出电压的电压上。
除了上述说明的装置，断路器型开关电源也适用于使用FET作为主开关元件的开关电源。振荡电路另外包括发射极耦合到DC电源并且基极耦合到第一个感应器其他端子上的PNP晶体管，其中使用从PNP晶体管集电极输出的输出控制FET处于开/关状态。
换句话说，在间歇振荡状态的振荡停止状态中，因为振荡开关元件关，所以PNP元件关。因此既然在振荡停止状态中没有电流流入PNP晶体管，那么振荡电路的损耗电流变小。
附图简短说明图1说明根据本发明实施例的断路器型开关电源电气连接的电路2说明当一个DC输出负载变成一个预定值时，在实施例主要部分上的信号波形。
图3说明当一个DC输出负载变得相当小时，在实施例主要部分上的信号波形的说明图。
图4说明现有技术的电气装置的框图。
优选实施例的详细说明参考附图详细说明本发明。
图1是一个说明根据本发明实施例的断路器型开关电源的电气连接的电路图。
根据实施例断路器型开关电源简要具有一个主要感应器L3，这个主要感应器L3的一个端子耦合到DC电源21，这个断路器型开关电源还具有一个主要开关元件5，用于接通和断开在主感应器L3的另一个端子和地之间的连接，这个断路器型开关电源还具有一个调整和平滑电路3，用于调整和平滑在主感应器L3的另一个端子上产生的输出，以便于能够取出DC输出22，这个断路器型开关电源具有一个振荡电路1，用于控制主开关元件5的开/关工作，还包括两个电阻R1和R2。
尽管DC电源21电压可能是一个任意值，但是在这个实施例中电压被设置为10伏。另外，尽管DC输出22的电压可以是高于DC电源21电压的电压范围内的任意值，但是在这个实施例中，电压被设置为大约为27伏。另外，如下安排断路器型开关电源，使得可以从DC输出22上，取得最大电流即0.6A的电流。
既然主开关元件5是一个用于接通和断开连接的元件，它可以是一个NPN晶体管、一个FET或者其他。因此在实施例中，使用一个具有一个保护二极管D2的N沟道类型MOSFET作为主开关元件5(以下，主开关元件5被称作FET5)。主感应器L3用作一个在FET5关时向调整和平滑电路3发送在FET5开时由流过电流积累的能量的电子元件。
调整和平滑电路3包括一个调整二极管D1，通过它的阳极耦合到主感应器L3的另一个端子上；调整和平滑电路3包括一个平滑电容器C1，该电容的一个端子耦合到二极管阴极，另一个端子接地；还具有一个用于减小高频分量的感应器L4，这个感应器L4耦合到二极管D1的阴极；还具有一个平滑电容器C2，这个电容器的一个端子耦合到感应器L4的另一个端子上，另一个端子接地。在感应器L4和电容器C2之间的连接点存在作为DC输出22的一个没有显示的负载。
将详细解释振荡电路1。
感应器6是一个线圈，该线圈具有一个抽头，并且如下安排线圈从抽头到一个端子的线圈部分L1构成在权利要求中列举的第一个感应器，线圈从抽头到其他端子的线圈部分L2构成在权利要求中列举的第二个感应器。因此第一个感应器L1和第二个感应器L2构成感应器，这些感应器相互感应。因为第一个感应器L1和第二个感应器L2可以是相互感应耦合的线圈或者两个绕在同一核上的线圈构成的线圈。
第一个感应器L1和第二个感应器L2按照上面说明的方式配置，第一个感应器L1的一个端子耦合到DC电源21。第一个感应器L1另一个端子耦合到晶体管Q2的集电极，晶体管Q2的发射极接地。这就是晶体管Q2用作一个振荡开关元件，这个元件接通和断开在第一个感应器L1和接地之间的连接。
第二个感应器L2是一个感应器用于产生一个反馈输出，用于在打开晶体管Q2时打开晶体管Q2。为此目的，第二个感应器L2的一个端子耦合到DC电源21，第二个L2的另一个端子通过限流电阻R6耦合到晶体管Q2的基极，一个电容C3和一个电阻R5构成的串联电路和电阻R6并联。一个电容C3和一个电阻R5构成的串联电路用于提高转换速度的电路，当晶体管Q2从开状态转到关状态时，等等。
晶体管Q3、齐纳二极管D4和一个电阻R28构成的块2用作一个电压稳定电路，这个电路探测从调整和平滑电路3输出的DC输出的错误电压，当探测到错误电压表示DC输出22的电压的增加时，和电压增加的数量一致，降低反馈输出的级别，这个反馈输出从第二个感应器L2导入晶体管Q2的基极。
因此，齐纳二极管D4的阴极和二极管D1的阴极耦合。齐纳二极管D4的阳极导入晶体管Q3的基极。晶体管Q3的集电极耦合到晶体管Q2的基极，晶体管Q3的发射极接地。电阻R8连接到晶体管Q3的基极和地之间。
电压稳定电路2按以上方式配置。这样当DC输出22的电压超过齐纳二极管D4的齐纳电压和晶体管Q3的基极-发射极电压和时，与超出电压数量的相应的电流流入晶体管Q3的基极。当基极电流流入晶体管Q3时，这个晶体管分流来自第二个感应器L2的反馈输出。因此，当晶体管Q3分流反馈输出时，流入晶体管Q2基极的反馈输出的电流值降低。电阻R8用作防止晶体管Q3的基极开的元件。
一个用于抑制第一个感应器L1另一个端子上的阻抗增加的电阻R7连接在第一个感应器L1的另一个端子和地之间。第一个感应器L1的另一个端子还耦合到一个钳位二极管D3的阳极。钳位二极管D3的阴极耦合到二极管D1的阴极，这个二极管D1构成DC输出22的一个路径。
如上所述，第一个感应器L1的其他端子耦合到钳位二极管D3。晶体管Q2的集电极电压(以后称作主要点23的电压)在它的最大值内被抑制到一个近似于DC输出22的电压。
DC电源21耦合到一个PNP晶体管Q1的发射极，PNP晶体管Q1的基极通过限流电阻R4耦合到第一个感应器L1的另一个端子。为了在没有电流流过电阻R4时，能够提高基极电压，以由此提高它的发射极电压，在PNP晶体管Q1的基极和发射极之间耦合电阻R3。PNP晶体管Q1的集电极通过限流电阻R2连接到FET5的栅极。在FET栅极和地之间耦合用于对在FET5的栅极上积累电荷放电的电阻R1。
图2是一个DC输出22的负载变为一个预定值时，位于实施例的主要部分的信号波形的说明图，图3是一个DC输出22的负载变得相当小时，位于实施例的主要部分的信号波形的说明图。根据需要，将参考这些
实施例的工作。
当DC电压从DC电源21提供给晶体管Q2时，和第一个感应器L1和第二个感应器L2构成的反馈路径一致，晶体管Q2执行阻塞振荡。说得更确切些，当晶体管Q2从关状态转向开状态时，根据晶体管Q2的基极电流流向，在第二个感应器L2中产生电压，其中晶体管Q2持续开状态。然后，当集电极电流增长并且到达一个接近于基极电流的hfe倍，集电极电流开始降低。晶体管Q2突然转到关状态。然后当积累在第一个感应器L1中能量被完全释放时，晶体管Q2从关状态转到开状态。为了将振荡电路处于振荡状态，重复这一列工作。
作为以上说明振荡电路工作的结果，当晶体管Q2打开时，第一个感应器L1(主节点23的电压)的另一个端子的电压变为大约0伏，同时当晶体管Q2关闭时，电压变为大约DC输出22的电压。因此当主节点23的电压变为约0伏时，PNP晶体管Q1开启，同时当主节点23电压约为DC输出22的电压时，PNP晶体管Q1关闭。相反，当PNP晶体管Q1打开时，用于打开FET5的电压被施加到FET5的栅极。当PNP晶体管Q1关闭时，FET5的栅极电压变为0伏，因此FET5关闭。
作为上述工作的结果，FET5与晶体管Q2的开/关工作同步开和关。这样，当FET5开时，由于电流流过主感应器L3，在主感应器L3中积累能量，当FET5关时，释放能量，因此提高的电压作为DC输出22输出。当提高DC输出22使电流流过齐纳二极管D4时，在开晶体管Q2时流入晶体管Q2基极的电流降低。结果，在晶体管Q2处于开状态的施加周期变得很短，而FET处于开状态的时间周期变得较短。
如上说明，在FET5开关工作的单一周期内，当DC输出22的电压增加时，FET5处于开状态的时间周期的比率变得较短，当DC输出22的电压减少时，该比例变得较大。这样，当一个预定数量的电流流过DC输出22的负载时，晶体管Q2持续重复开/关工作，因此DC输出22的电压稳定在接近于齐纳二极管D4的齐纳电压和晶体管Q3的基极-发射极电压和的值。
图2的波形25显示在上述工作状态中FET5的漏极电压的变化(以后称作主节点25上的电压)。当FET开时，主节点25上的电压接近于0伏，同时当FET5关时，主节点25上的电压约为27伏(V1表示)。波形26表示在上述工作状态中FET5的漏极电压的变化。FET的漏极电流的最大值约为4A(I1表示)。
当DC输出22的负载变小最后变为0时，DC输出22的电压和上述工作状态中的电压相比较是增加的。因此，出现这样一个现象，使晶体管Q3的基极电流增加，所有从第二个感应器L2输出的反馈输出流入晶体管Q3的集电极。当这样一个现象发生时，因此晶体管Q2关，所以振荡工作停止。在振荡工作停止周期内，DC输出22的电压减小，当从第二个感应器L2输出的反馈输出的一部分流入晶体管Q2的基极时，振荡工作重新开始。然后，由于振荡工作，DC输出22的电压增加，振荡工作再次停止。在这个意义上，执行间歇振荡工作。
图3说明当发生以上说明间歇振荡工作时，在主节点23的电压变化。图中，周期t1是一个振荡工作停止的周期，周期t2是一个振荡周期。当负载接近于零时，关于振荡停止周期t1和振荡周期t2的比率变得较小，并且最后当负载几乎为零时，变为几百分之一或几。这意味着所有在t1和t2中消耗电能在周期t2中产生。换句话说，在周期t2中增加的电能时DC输出22负载消耗功率的数百倍。在晶体管Q3处于开状态的时间周期变成一个足够的时间周期(在这个实施例中是几μ秒)。
另外，既然当晶体管Q2开时，FET5开，所以FET5处于饱和开状态的时间周期是几μ秒，像上面说明的方式。相反，FET5从开状态转到关状态的过渡时间周期短(在这个实施例中200n秒到300n秒)，反之亦然。FET5从开状态转到关状态的过渡时间周期并且反之亦然关于FET5处于饱和开状态的时间周期的比率是一个小值。这意味着FET5的开关损耗几乎不增加，尽管负载相当小。因此，甚至当负载变得相当小时，转换效率也不降低。
将说明本实施例的辅助说明。钳位二极管D3用作防止晶体管Q2的集电极电压超出钳位二极管D3的阴极电压之和(电压几乎等于DC输出22的电压)并且大约0.7伏。因此钳位二极管D3的阴极可以耦合到一个任意DC输出的路径上(例如，其他电源电路产生的DC输出路径，例如12或者24伏)，只要该路径是高于DC电源21电压的任何一个DC输出。
另外，当晶体管Q2的集电极电压的最大值不是必须抑制时，可以安排断路器型开关电源，使这个开关电源取消钳位二极管D3(在这个实施例中，当取消钳位二极管时，主节点23的电压的最大值大约为50伏)。
下面将说明在图4中说明振荡电路1和现有技术的振荡电路比较结果(比较器71和三角波发生电路形成的电路)。这就是说，因为三角波发生电路72绝对要求一个电路，这个电路用于使用一个恒定电路对电容充电和放电，等等，与之相当的电路复杂。另外，比较器71在与之相当的电路装置中也是复杂的。相反本实施例的振荡电路1有三个晶体管Q1到Q3、六个电阻R3到R8、两个二极管D3和D4、电容C3和两个感应器L1和L2。当比较以前方式和本实施例中的相当的电路时，本实施例中的振荡电路1与以前方式的电路装置相比，被简化了。
另外在这个实施例中，DC电源用作振荡电路1的工作电源，这个DC电源可以是一个不同于耦合到主感应器L3的其中一个端子上的DC电源21的电源。
如上所述，如下安排根据本发明的断路器型开关电源安排控制主开关元件开/关工作的振荡电路，使这个振荡电路包括第一个感应器，这个感应器的其中一个端子耦合到DC电源，还包括用于控制地和感应器的另一个端子之间的连接接通和断开的振荡开关元件；第二个感应器，和第一个感应器感应耦合，用于产生在振荡开关元件被打开时，开振荡开关元件的反馈输出；电压稳定电路，用于探测调整和平滑电路输出的DC输出的错误电压，并且那时探测得到错误电压表示DC输出增加的电压，该电压稳定电路还用于和增加电压的数量一致，降低振荡开关元件感应的反馈输出的级别。因此，当负载变小时，振荡开关元件间歇振荡，所以在间歇振荡的振荡周期内增加的电能值变大。因而主开关元件从开状态到关状态的过渡时间周期关于主开关元件处于饱和ON状态的时间周期比率是一个小值。这意味着主开关元件的开关损耗几乎没有增长，尽管负载变小。因此甚至当负载变小时，可以防止转换效率的降低。
另外，安排断路器型开关电源，使这个开关电源另外包括钳位二极管，这个钳位二极管的一个端子耦合到第一个感应器的另一个端子，另一个端子耦合到一个任意DC输出的当前路径，其中安排这个钳位二极管的方向，当振荡开关元件断开时，电流流过钳位二极管。因此，当振荡开关元件关时，在第一个感应器的另一个端子上的电压被抑制到接近于DC输出电压的电压。因此，能够使用一个低耐压的元件作为用于振荡的开关元件。
另外，断路器型开关电源应用到一个使用FET作为主开关元件的开关电源，振荡电路另外包括发射极耦合到DC电源并且基极耦合到第一个感应器另外端子的PNP晶体管，其中使用从PNP晶体管的集电极输出的输出控制FET开/关工作。这样，在间歇振荡状态的震荡停滞状态中，既然振荡开关元件关，那么PNP晶体管关。因此既然没有电流流入处于振荡停止状态中的PNP晶体管，那么振荡电路的损耗电流变小。所以当间歇振荡时，提高转换效率是可能的。
权利要求
1.一个断路器型开关电源，包括一个主开关元件，用于通过一个振荡电路的输出控制开/关工作，这个振荡电路接通和断开在地和一个主感应器的另一个端子之间的连接，这个主感应器的一个端子耦合到一个DC电源；一个调整和平滑电路，用于取出一个DC输出，上述调整和平滑电路耦合到上述主感应器的上述另一个端子，其中上述振荡电路包括第一个感应器，其中一个端子耦合到DC电源一个振荡开关元件，用于接通和断开在地和上述第一个感应器的另外一个端子之间的一个连接；一个第二个感应器，和上述第一个感应器感应耦合，用于当上述振荡开关元件开时产生一个开上述振荡开关元件的反馈输出；和一个电压稳定电路，用于探测一个从上述调整和平滑电路输出的DC输出的错误电压，并且当探测到的错误电压表示DC输出的电压增加时，用于根据电压增加的数量降低导入上述振荡开关元件的反馈输出的级别。
2.根据权利要求1的断路器型开关电源，另外包括一个钳位二极管，其中一个端子耦合到上述第一个感应器的另一个端子，另一个端子耦合到一个任意DC输出的当前路径，其中安排上述钳位二极管的方向，当上述开关元件断开时，使电流流过上述钳位二极管。
3.根据权利要求1的断路器型开关电源，其中上述主开关元件是一个FET，上述振荡电路另外包括一个PNP晶体管，具有一个耦合到一个DC电源的发射极和一个耦合到上述感应器的上述另一个端子的基极，和通过从上述PNP晶体管的集电极输出的一个输出控制上述FET的开/关工作。
全文摘要
一个控制主开关元件5的开/关工作的振荡电路1,包括第一感应器L1,感应器L1的一个端子耦合到DC电源;一个诊断开关元件Q2,接通和断开在地和第一感应器L1的另一个端子间的连接;第二感应器L2,感应耦合到第一个感应器L1,用于产生在振荡开关元件Q2被打开时接通振荡开关元件Q2的反馈输出;一个电压稳定电路,探测DC输出22的错误电压,并且当探测到的错误电压表示DC输出22增加的电压,用于降低导入振荡开关元件的反馈输出的级别。
文档编号H02M3/155GK1285648SQ00126029
公开日2001年2月28日 申请日期2000年8月24日 优先权日1999年8月24日
发明者樋口善勇 申请人:船井电机株式会社