专利名称：开关电源装置和使用该开关电源装置的电子装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关电源装置和使用该开关电源装置的电子装置。
但是，在一般的RCC方式的开关电源装置中，具有负载越轻开关则开关频率越高，开关损耗增加这样的性质，如不改变这种状况，就不能实现轻负载时减少电力消耗的愿望。
对此，用于减少RCC方式的开关电源装置在轻负载时的电力消耗的开关电源装置在特开平7-67335号公报中被公开。在特开平7-67335号公报中公开的开关电源装置通过具有在一定时间内强制地使第1开关元件的控制端接地的电路，来使第1开关元件的导通延迟，从而将开关频率限制在一定频率以内，据此来减少轻负载时的电力消耗。
但是，在特开平7-67335号公报中公开的开关电源装置中，还存在以下所述问题，即，仅仅将开关频率限制在一定频率以内还不能在轻负载时大幅度地降低的开关频率，从而不能大幅度地减少电力消耗。
另外，还存在着开关频率不能随负载的急剧变化而变化这一问题。例如，如果进行设定使轻负载和重负载时开关频率变化较大的话，则在负载从轻负载向重负载急剧变化时，由于开关频率不能追随负载的变化，有可能引起输出的降低或者电源的断电。因此，存在着即使在轻负载时也不能使开关频率大幅度地降低这一问题。
发明内容
鉴于以上所述问题的存在，本发明的目的在于提供一种可以通过使轻负载时的开关频率大幅度地降低来减少电力消耗的开关电源装置和使用该开关电源装置的电子装置。
为了达成所述目的，本发明的开关电源装置包括具有一次线圈、二次线圈及反馈线圈的变压器；串联连接所述一次线圈的第1开关元件；设置在所述反馈线圈和所述第1开关元件的控制端子之间的控制电路；连接所述二次线圈的整流电路；检测从所述整流电路输出的输出电压，反馈给所述控制电路的输出电压检测电路；其特征在于所述控制电路包括使导通状态的所述第1开关元件关断的关断电路；根据来自所述输出电压检测电路的反馈信号来使所述第1开关元件的导通延迟，从而进行控制，使所述第1开关元件的关断期间伴随负载的减轻而延长的关断期间控制电路。
另外，本发明的开关电源装置其特征是所述关断期间控制电路具有串联地设置在所述反馈线圈和所述第1开关元件的控制端子之间，并根据来自所述输出电压检测电路的反馈信号来进行导通/断开控制的第2开关元件。
另外，本发明的开关电源装置其特征在于以NPN型晶体管或者n沟道FET作为所述第2开关元件。
另外，本发明的开关电源装置其特征在于具有使所述第1开关元件的控制电压不超过给定范围的极限电路，并且该极限电路包含所述第2开关元件而构成。
另外，本发明的开关电源装置其特征在于所述关断期间控制电路包括串联设置在所述反馈线圈和所述第1开关元件的控制端子之间的第2开关元件；设置在该第2开关元件的控制端子，并根据来自所述输出电压检测电路的反馈信号来控制时间常数的时间常数电路；所述输出电压检测电路包括保持所述反馈信号一定或者近乎一定的负反馈电路。
另外，本发明的开关电源装置其特征在于所述关断电路包括使基于所述关断期间控制电路的所述第1开关元件的导通延迟期间越短，则所述第1开关元件的导通期间越长的导通期间延长电路。
另外，本发明的开关电源装置其特征在于所述关断电路具有连接所述第1开关元件的控制端子，通过导通来使所述第1开关元件关断的第3开关元件；所述导通期间延长电路具有电容器，该电容器连接所述第3开关元件的控制端子，并在所述第1开关元件的关断期间，在被反向充电后，按照所述第1开关元件的关断期间的长短来进行放电，并在所述第1开关元件的导通期间被正向充电到使所述第3开关元件导通的电压。
另外，本发明的开关电源装置其特征在于所述控制电路具有的所述关断期间控制电路及所述关断电路如下构成，即，在所述第1开关元件的关断期间，根据来自所述输出电压检测电路的反馈信号，使进行所述关断电路的关断的时间提前。
另外，本发明的开关电源装置其特征在于所述关断期间控制电路具有接受来自所述输出电压检测电路的反馈信号，使负载越轻则流过的电流越大的光电晶体管；所述光电晶体管的发射极连接在所述导通期间延迟电路上，使流过所述光电晶体管的电流对导通期间延迟电路的所述电容进行充电。
另外，本发明的开关电源装置其特征在于所述控制电路具有利用在所述反馈线圈上产生的电压，向所述关断期间控制电路提供控制电压的电压供给电路。
另外，本发明的开关电源装置其特征在于包括利用在所述反馈线圈上产生的电压向所述关断期间控制电路提供驱动电压的直流电压源；设置在输入电源和所述直流电压源的输出之间的具有防止电流逆流功能的稳压调整器。
另外，本发明的电子装置其特征在于使用所述的开关电源装置。
通过这样进行构成，在本发明的开关电源装置及使用该开关电源装置的电子装置中，就可以降低轻负载时的消耗电力。
图2是表示
图1的开关电源装置的电力负载和开关频率的关系的特性图。
图3是本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。
图4是表示图3的开关电源装置的各部分的电压的时间变化的波形图。
图5是表示本发明的开关电源装置的又一实施例的电路图。
图6是表示本发明的开关电源装置的又一实施例的电路图。
图7是表示本发明的开关电源装置的又一实施例的电路图。
图8是表示本发明的开关电源装置的又一实施例的电路图。
图9是表示本发明的开关电源装置的又一实施例的电路图。
图10是表示本发明的开关电源装置的又一实施例的电路图。
图11是表示本发明的开关电源装置的又一实施例的电路图。
图12是表示本发明的开关电源装置的又一实施例的电路图。
图13是表示本发明的开关电源装置的又一实施例的电路图。
图14是表示图13的开关电源装置的各部的电压的时间变化的波形图。
图15是表示本发明的电子装置的一个实施例的立体图。
下面简要说明附图符号。
1、10、20、30、40、50、60、65、70、80、90-开关电源装置；2-整流电路；3、31、51、61-输出电压检测电路；4、11、21、32、41、63、66、71、81-控制电路；5、12、68-关断电路；6、22、33、42、64、67、82-关断期间控制电路；43-电压供给电路；52、62-负反馈电路；74-IC；100-打印机；91-稳压调整器；92-直流电压源；T-变压器；N1-一次线圈；N2-二次线圈；N3一反馈线圈；Vcc-直流电源；Q1-第一开关元件；Q2-第三开关元件；Q3、Q8-第二开关元件；C3-电容；D8-齐纳二极管(极限电路)；
整流电路2由串联连接二次线圈N2的二极管D1和连接在二极管D1的负极与地之间的滤波用电容C1所构成。
输出电压检测电路3包括连接在输出端Po与GND之间，由二极管D2、电阻R1和并联稳压器SR构成的串联电路及由电阻R2和电阻R3构成的串联电路；并联连接并联稳压器SR的光电二极管PD1及齐纳二极管D4的串联电路。电阻R2和电阻R3的连接点连接着并联稳压器SR的控制端。
控制电路4包括连接在第1开关元件Q1的栅极上的关断电路5；串联连接在反馈线圈N3的一端和第1开关元件Q1的栅极之间的电容器C2及关断期间控制电路6；分别连接在电容器C2及关断期间控制电路6的连接点和直流电源Vcc的一端及另一端之间的电阻R4及电阻R5。电阻R4是起动电阻。
其中，关断电路5包括集电极和发射极分别连接在第1开关元件Q1的栅极和源极上的第3开关元件即NPN型晶体管Q2；由连接在反馈线圈N3的一端和为晶体管Q2的控制端的基极之间的二极管D3和电阻R6构成的串联电路；分别连接在晶体管Q2的基极-发射极之间的电阻R7及电容C3。
另外，关断期间控制电路6包括发射极和集电极分别连接在电容C2和第1开关元件Q1的栅极的为第2开关元件的PNP型晶体管Q3；连接在晶体管Q3的基极-集电极之间的光电晶体管PT1；连接在晶体管Q3的基极-发射极之间的电容C4；连接在为晶体管Q3的控制端的基极和直流电源Vcc的另一端(GND)之间的电阻R8。光电晶体管PT1和输出电压检测电路3的光电二极管PD1同时构成光电耦合器。
在这样构成的开关电源装置1中，处于导通状态的第1开关元件Q1关断后，由于蓄积在变压器T中的磁性能量，电流从二次线圈N2经整流电路2流向连接在输出端Po的负载。接下来，从二次线圈N2流向整流电路2的电流消失后，关断期间控制电路6的晶体管Q3导通的话，由于产生在晶体管Q3的发射极的电压加在第1开关元件Q1的栅极，第1开关元件Q1的栅极电压超过阈值，第1开关元件Q1导通。因此，由于产生在反馈线圈N3正方向(二极管D3成为正偏压的方向)的电压，电流经二极管D3、电阻R6流向电容C3，电容C3充电。电容C3的充电时间常数由电阻R6及电阻R7的电阻值和电容C3的容量决定。由于充电，电容C3两端的电压达到设定值后，晶体管Q2导通，第1开关元件Q1的栅极和源极之间短接，因此，第1开关元件Q1关断。通过反复进行该动作，可以从输出端Po向负载以设定的电压值供给电流。
并且，由于关断电路5中设有二极管D3，所以在第1开关元件Q1关断，在反馈线圈N3中产生反方向(二极管D3成为负偏压方向)的电压时，没有对电容C3外加向任何方向充电的电压。因此，对电容C3充电的电荷只经电阻R7放电，电容C3两端的电压经一定时间后成为0V。又，在反馈线圈N3中产生二极管D3成为正偏压的电压时，由于电容C3两端的电压的初始值为0，因此，第1开关元件Q1导通，从在反馈线圈N3中产生二极管D3成为正偏压的电压到电容C3两端的电压达到设定的值的时间通常是一定的。因此，从第1开关元件Q1导通开始到关断的时间(导通期间)也是一定的。
接下来，对输出电压检测电路3和关断期间控制电路6的动作进行说明。对于输出电压检测电路3，由于光电二极管PD1并联连接在并联稳压器SR和齐纳二极管D4的串联连接电路中，因此，输出端Po的电压高并联稳压器SR处于导通状态时不发光，电压降低并联稳压器SR处于关断状况后发光。光电二极管PD1发光后，关断期间控制电路6的光电晶体管PT1导通。光电晶体管PT1导通后，晶体管Q3导通，第1开关元件Q1就变得可以导通。反过来讲，晶体管Q3在非导通期间第1开关元件Q1的导通被延迟而不能导通。因此，把该第1开关元件Q1的导通被延迟的期间称为导通延迟期间。
输出端Po的电压在电流开始从二次线圈N2流动时最高，随着电流流动蓄积在变压器T中的磁性能量减少而降低。电压降低的速度根据连接在输出端Po的负载的轻重而变化，负载越轻电压降低的速度越缓慢。输出端Po的电压降低得越缓慢，光电二极管PDI的发光越迟缓，晶体管Q3的导通也越迟缓，第1开关元件Q1的导通也越迟缓。因此，第1开关元件Q1的关断期间变长，开关频率降低。
反过来，在重负载时，由于输出端Po的电压降低速度快，光电二极管PD1也很快发光，晶体管Q3也很快导通，因此，第1开关元件Q1的导通变快。因此，第1开关元件Q1的关断期间变长，开关频率降低。
在图2中，比较了在本发明的开关电源装置与通常的RCC方式的负载电力和开关频率的关系。所谓的负载电力大表示是重负载。如图2所示，对于开关电源装置1，通过使第1开关元件Q1的导通期间一定控制关断期间，使负载越轻开关频率越低，负载越重开关频率越高。因此，与以往的RCC方式的开关电源装置相比可以大幅度地降低轻负载时的开关损耗。因此，可以降低轻负载时的电力消耗或发热量。
在图3中示出了本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。在图3中，对于与图1相同或者同等部分付与了相同的符号，省略其说明。
在图3中，开关电源装置10具有控制电路11来取代在图1的开关电源装置1中的控制电路4。另外，在控制电路11中具有关断电路12来取代关断电路5。在关断电路12中，省略了关断电路5中的二极管D3。
在此，在图4中示出了在开关电源装置10的反馈线圈中产生的电压Vn3和晶体管Q2的基极与发射极之间的电压Vbe随时间变化的函数曲线，参照该曲线对开关电源装置10的动作进行说明。
在开关电源装置10中，由于向电容C3充电的电压Vbe上升晶体管Q2导通，由于晶体管Q2导通第1开关元件Q1关断，电流从二次线圈N2流向整流电路后，在反馈线圈N3中产生的电压变为相反的方向。因此，与此前的电压方向相反的电压加在电容C3上，由于电容C3导通，不仅充电的电荷进行放电，而且向相反的方向充电。即，晶体管Q2的基极与发射极之间的电压Vbe变为负电压。另外，晶体管Q2为了使第1开关元件Q1关断只在瞬间导通，伴随基极与发射极之间的电压Vbe的降低立即关断。
从二次线圈N2流向整流电路2的电流消失后，反馈线圈N3的电压伴随振荡趋向0V，同时，电容C3的电荷也通过电阻R7放电，电容C3的负方向的两端的电压缓慢地降低。即，晶体管Q2的基极与发射极之间的电压Vbe缓慢地接近0V。
而且，如果输出端Po的电压变为设定值下面，第1开关元件Q1导通，则在反馈线圈N3产生的电压Vn3变为正方向，再次开始向电容C3正方向充电。此时，连接在输出端Po的负载为轻负载，到第1开关元件Q1导通的导通延迟期间长时，由于电容C3的放电时间长，电容C3的负方向的两端的电压变小。反过来，负载为重负载，到第1开关元件Q1导通的导通延迟期间短时，由于电容C3的放电时间短，电容C3的反方向的两端的电压不怎么变小。
从该状态向电容C3正方向充电时，作为初始值的反方向的电压越小达到在正方向设定的两端的电压的时间越短。因此，到电容C3的两端的电压达到设定值，晶体管Q2导通，第1开关元件Q1关断的时间伴随着负载越轻越短，伴随着负载越重越长。这意味着第1开关元件Q1的导通期间伴随着负载越轻越短，伴随着负载越重越长。即，关断电路12自身具有导通期间延长电路的功能。
这样，在开关电源装置10中，负载越轻则第1开关元件Q1的关断期间越长，导通期间越短，负载越重则第1开关元件Q1的关断期间越短导通期间越长。只是，由于第1开关元件Q1的导通期间与关断期间相比较短，负载越轻时开关频率越低，负载越重开关频率越高，在这一点上和开关电源装置1相同。因此，与以往的RCC方式的开关电源装置相比，可以大幅度地减少轻负载时的开关损失，可以降低轻负载时的消耗电力或者发热量。
另外，在开关电源装置10中，第1开关元件Q1的导通期间依据电阻R6、电阻R7、电容C3的时间常数而定。即，第1开关元件Q1的关断期间由电容C3的电压达到晶体管Q2的导通电压的时间来决定。但是，负载达到一定的程度，输出电压开始降低。由于输出电压降低的话C3的放电量减少，所以导通期间缩短。因此，负载达到过电流程度以上的重负载的话，负载越重导通期间越短，「フ」字形的过电流保护动作。
在图5中，示出了本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。在图5中与图3相同或者同等的部分付与了相同的符号，省略其说明。
在图5中，开关电源装置20具有控制电路21来取代在图3的开关电源装置10中的控制电路11。另外，在控制电路21中具有关断期间控制电路22来取代关断期间控制电路6。
关断期间控制电路22由发射极和集电极分别连接在电容C2和第1开关元件Q1的栅极的为第2开关元件的PNP型晶体管Q3、发射极连接于GND的NPN型晶体管Q4、连接在晶体管Q3的基极和晶体管Q4的集电极之间的电阻R9、连接在晶体管Q3的发射极和晶体管Q4的基极之间的电阻R10及电阻R11的串联电路、和电阻R11并联连接的光电晶体管PT1所构成。
在如此构成的开关电源装置20中，如果输出端Po的电压降低，输出电压检测电路3的光电二极管PD1发光，则关断期间控制电路22的光电晶体管PT1导通，电流经该光电晶体管PT1和电阻R11流入晶体管Q4的基极，晶体管Q4导通，由于晶体管Q4导通晶体管Q3也导通，第1开关元件Q1变得可以导通。并且，R10是用于在起动时使晶体管Q4导通的起动电阻。
与图3中所示的开关电源装置10同样，在轻负载时光电二极管PD1的发光变迟缓，晶体管Q3的导通也变迟缓，第1开关元件Q1的导通也变迟缓。因此，第1开关元件Q1的导通期间变短，关断期间变长，开关频率降低。反过来，重负载时光电二极管PD1发光提前，晶体管Q3提前导通，因此，第1开关元件Q1的导通提前。因此，第1开关元件Q1的导通期间变长，关断期间进一步变短，开关频率上升。
这样，在开关电源装置20中，与开关电源装置1或10的情况相同，通过控制第1开关元件Q1的关断期间，负载越轻时开关频率越低，负载越重开关频率越高。因此，与以往的RCC方式的开关电源装置相比，可以大幅度地减少轻负载时的开关损失，可以降低轻负载时的消耗电力或者发热量。
另外，通过在晶体管Q3的基极和GND之间设晶体管Q4，与图1或图3的开关电源装置1或10相比，可以提高晶体管Q3的导通、关断的速度。
即，第1开关元件Q1的导通由单位时间内充入栅极的电荷量决定速度，因此，晶体管Q3的导通越快，第1开关元件Q1的导通越早。但是，由于光电晶体管PT1发光和关断的时间与一般的晶体管相比非常的长，对于开关电源装置1或10，晶体管Q3在放大区的动作期间长，Q1的开关损失变大。与此相对，对于开关电源装置20，晶体管Q4在放大区的动作期间长，但是，晶体管Q3变短，第1开关元件Q1的开关损耗可以降低。
在图6中，示出了本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。在图6中与图5相同或者同等的部分付与了相同的符号，省略其说明。
在图6中，开关电源装置30具有输出电压检测电路31来取代在图5的开关电源装置20中的输出电压检测电路3。另外，具有控制电路32来取代控制电路21。进一步，在控制电路32中，省略了在控制电路21中所具有的电阻R5的同时，电阻R21连接在第1开关元件Q1的栅极与源极之间，进一步具有关断期间控制电路33来取代关断期间控制电路22。另外，电阻R5或电阻R2是用于在直流电源Vcc的输出电压降低时使第1开关元件不进行开关动作，防止过大的电流流过第1开关元件而造成损坏的元件。
输出电压检测电路31省略了在输出电压检测电路3中的二极管D2、齐纳二极管D4，在电阻R1和并联稳压器SR之间连接光电二极管PD1而构成。
关断期间控制电路33由发射极和集电极分别连接在电容C2和第1开关元件Q1的栅极的为第2开关元件的PNP型晶体管Q3、发射极连接在GND的NPN型晶体管Q4、连接在晶体管Q3的基极和晶体管Q4的集电极之间的电阻R9、连接在晶体管Q3的发射极和基极之间的电容C6、连接在直流电源Vcc的一端(一次线圈N1的一端)和晶体管Q4的基极之间的电阻R13、连接在晶体管Q4的基极与发射极之间的光电晶体管PT1构成。
这样，在如此构成的开关电源装置30中，如果输出端Po的电压降低，则输出电压检测电路31的光电二极管PD1的发光停止。因此，关断期间控制电路33的光电晶体管PT1的导通被遮断，因此，由于经电阻13流入基极的电流晶体管Q4导通，晶体管Q3的基极电压降低而导通，第1开关元件Q1变得能够导通。
另一方面，在由于晶体管Q2导通第1开关元件Q1关断后，在反馈线圈N3中产生反方向的电压，使电容C6放电，晶体管Q3关断。进一步，由于第1开关元件Q1的关断所以开始向二次侧供给电力，由于变压器的端电压反转，所以不能向第1开关元件Q1的栅极供给正电压，第1开关元件Q1变得不能导通。
与图1、图4及图5所示的开关电源装置1、10、20的情况相反，在轻负载时光电二极管PD1的发光停止变迟缓。因此，晶体管Q3的导通也变迟缓，第1开关元件Q1的导通也变迟缓。因此，第1开关元件Q1的关断期间变长，开关频率降低。反过来，在重负载时，光电二极管PD1很快停止发光，晶体管Q3很快导通，因此，第1开关元件Q1的导通变快。因此，第1开关元件Q1的关断期间变短，开关频率上升。
这样，在开关电源装置30中，与开关电源装置1、10、20的情况相同，通过控制第1开关元件Q1的关断期间，负载越轻时开关频率变得越低，负载越重开关频率变得越高。因此，与以往的RCC方式的开关电源装置相比，可以大幅度地减少轻负载时的开关损失，可以降低轻负载时的电力消耗或者发热量。
在图7中，示出了本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。在图7中与图5相同或者同等的部分付与了相同的符号，省略其说明。
在图7中，开关电源装置40具有控制电路41来取代在图5的开关电源装置20中的控制电路21。另外，在控制电路41中，省略了控制电路21中所具有的电阻R5的同时，与图6的开关电源装置30同样，在第1开关元件Q1的栅极与源极之间连接有电阻R21，进一步具有关断期间控制电路42及电压供给电路43来取代关断期间控制电路22。
关断期间控制电路42由发射极和集电极分别连接在电容C2和第1开关元件Q1的栅极的为第2开关元件的PNP型晶体管Q3、发射极连接于GND的NPN型晶体管Q4、连接在晶体管Q3的基极和晶体管Q4的集电极之间的电阻R9、连接在晶体管Q3的发射极和晶体管Q4的基极之间的电阻R11、光电晶体管PT1、连接在光电晶体管PT1的发射极和晶体管Q4的基极之间的电阻R12所构成。
电压供给电路43由连接在反馈线圈N3的一端和另一端之间的二极管D6和电容C7的串联电路构成。二极管D6和电容C7的连接点连接在关断期间控制电路42的光电晶体管PT1的集电极。即，电压供给电路43供给关断期间控制电路42控制点压。另外，在此，从电压供给电路43供给的电压不是用于驱动关断期间控制电路42全体的电压，而是用于驱动从输出电压检测电路接受反馈信号的光电晶体管PT1的电压，因此，可以认为是用于控制关断期间控制电路42的控制电压。
在如此构成的开关电源装置40中，在第1开关元件Q1导通时，由于产生在反馈线圈N3的正方向的电压，电容C7充电。因此，输出端Po的电压降低，输出电压检测电路3的光电二极管PD1发光后，关断期间控制电路42的光电晶体管PT1导通，因此，由于从电容R7经光电晶体管PD1和电阻12流入基极的电流，晶体管Q4导通，因此晶体管Q3导通，第1开关元件Q1变得能够导通。
与图1、图3、图5所示的开关电源装置1、10、20的情况相同，在轻负载时，光电二极管PD1的发光变迟缓，晶体管Q3的导通也变迟缓，第1开关元件Q1的导通也变迟缓。因此，第1开关元件Q1的关断期间变长，开关频率降低。反过来，在重负载时，光电二极管PD1很快发光，晶体管Q3很快导通，因此，第1开关元件Q1的导通变快。因此，第1开关元件Q1的关断期间变短，开关频率上升。
另外，与图5所示的开关电源装置20的场合不同，由于从电压供给电路43供给流过光电晶体管PT1的电流，因此，即使在重负载时的阻尼振荡中(反馈线圈N3的两端电压振动时)，也可以以稳定的电流使晶体管Q4导通，可以防止误动作。
这样，在开关电源装置40中，与开关电源装置1、10、20的情况相同，通过控制第1开关元件Q1的关断期间，负载越轻时开关频率变得越低，负载越重开关频率变得越高。因此，与以往的RCC方式的开关电源装置相比，可以大幅度地减少轻负载时的开关损失，可以降低轻负载时的消耗电力或者发热量。
在图8中，示出了本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。在图8中与图1相同或者同等的部分付与了相同的符号，省略其说明。
在图8中，开关电源装置50具有输出电压检测电路51来取代在图1的开关电源装置1中的输出电压检测电路3。在输出电压检测电路51中，在输出电压检测电路3中的电阻R1和并联稳压器SR的连接点与电阻R2和电阻R3的连接点之间，连接有由电阻R14和电容C8的串联电路构成的负反馈电路52。由电容C4和光电晶体管PT1构成时间常数电路。另外，由于关断期间控制电路6的电容C4作为时间常数的电容使用，所以其容量较大。
在如此构成的开关电源装置50中，第1开关元件Q1关断，由于电流从二次线圈N2流向整流电路，所以输出端Po的电压处于上升状态，因为在输出电压检测电路51中存在负反馈电路52，所以流过光电二极管PD1的电流不会急剧地减少，光电晶体管PT1通常在放大区动作。因此，构成时间常数电路的电容C4的两端的电压徐徐上升，一定时间后，晶体管Q3导通，进一步第1开关元件Q1导通。
即，与在开关电源装置1中直接依靠输出端Po的电压的变化(输出脉动)光电二极管PD1导通/断开来决定开关频率(输出脉动达到希望值很难决定开关频率)相对，在开关电源装置50中，由负反馈电路52的时间常数决定光电二极管PD1的导通/断开，进而决定开关频率。因此，可以分别任意设定输出脉动和开关频率。
在图9中，示出了本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。在图9中与图6相同或者同等的部分付与了相同的符号，省略其说明。
在图9中，开关电源装置60具有输出电压检测电路61来取代在图6的开关电源装置30中的输出电压检测电路31。在输出电压检测电路61中，在输出电压检测电路31中的光电二极管PD1和并联稳压器SR的连接点与电阻R2和电阻R3的连接点之间，连接有由电阻R15和电容C9的串联电路构成的负反馈电路62。另外，具有控制电路63来取代在开关电源装置30中的控制电路32。另外，在控制电路63中，具有关断期间控制电路64来取代关断期间控制电路33。在关断期间控制电路64中，设与光电晶体管PT1并联的电容C10与电阻R13及光电晶体管PT1同时构成时间常数电路。
在如此构成的开关电源装置60中，第1开关元件Q1关断，由于电流从二次线圈N2流向整流电路，所以输出端Po的电压处于上升状态，因为在输出电压检测电路61中存在负反馈电路62，所以流过光电二极管PD1的电流不会急剧地减少，光电晶体管PT1通常在放大区动作。因此，构成时间常数电路的电容C10的两端的电压徐徐上升，一定时间后，晶体管Q4导通，晶体管Q3导通，进一步第1开关元件Q1导通。
即，与在开关电源装置30中直接依靠输出端Po的电压的变化(输出脉动)光电二极管PD1导通/断开来决定开关频率(输出脉动达到希望值很难决定开关频率)相对，在开关电源装置60中由负反馈电路62的时间常数决定光电二极管PD1的导通/断开，进而决定开关频率。因此，可以分别任意设定输出脉动和开关频率。
另外，光电二极管PD1不发光，光电晶体管PT1为高阻抗时，第1开关元件Q1导通，因此，具有可以容易地构成起动电路的优点。
在图10中，示出了本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。在图10中与图9相同或者同等的部分付与了相同的符号，省略其说明。
在图10中，开关电源装置80具有控制电路81来取代在图9的开关电源装置60中的控制电路63。另外，在控制电路81中，具有关断期间控制电路82来取代关断期间控制电路64。而且去掉了电阻R4。
在关断期间控制电路82中，设有NPN型晶体管Q8作为第2开关元件。晶体管Q8的集电极连接在电容C2，发射极连接在第1开关元件Q1的栅极，基极经电阻R20连接在直流电源Vcc的一端。另外，晶体管Q4的集电极连接在晶体管Q9的基极，晶体管Q9的集电极连接在晶体管Q8的基极，发射极连接在直流电源Vcc的另一端。晶体管Q9的基极经电阻R18连接在直流电源Vcc的一端，经电阻R19连接在直流电源Vcc的另一端。而且，晶体管Q8的基极经齐纳二极管D8连接在直流电源Vcc的另一端。
下面，通过与使用PNP型晶体管作为第2开关元件的图9的开关电源装置60相比较，来说明开关电源装置80的作用效果。
首先，对于开关电源装置60，起动条件如下式vcc×ra/(r4+ra)＞Vth(Q1)其中，vcc为直流电压Vcc的电压，ra为电阻R9和R21的并联电阻值，r4为电阻R4的电阻值，Vth(Q1)为第1开关元件Q1的阈值电压。并且，晶体管Q3、Q4的电压降忽略不记。
在此，电阻R9的值影响晶体管Q3的开关速度，电阻值越大晶体管Q3的基极电流越小，因此供给第1开关元件Q1的栅极的电流量也变少，第1开关元件Q1的开关速度变慢。第1开关元件Q1的开关速度变慢的话，开关损失就会增大，因此，电阻R9的值不能太大。而后，电阻R9的值不能太大的话，为了满足起动条件电阻R4的值也不能太大。由于电阻R4是起动电阻，该值不能太大就意味着在电阻R4上的损失不能减小。
另一方面，在使用NPN型晶体管Q8作为第2开关元件的开关电源装置80的场合，起动条件如下式vcc×r21/(r20+r21)＞Vth(Q1)其中，r21是电阻R21的电阻值。
此时，R21是用于在直流电压降低时防止第1开关元件Q1进行开关动作的电阻，因此可以提高电阻值，相应地也可以提高电阻R4的电阻值。其结果，可以减小在电阻R4上的损失。
这样，对于开关电源装置80，通过使用NPN型晶体管Q8作为第2开关元件，可以降低损耗。
并且，开关电源装置80是在开关电源装置60中的使用NPN型晶体管作为第2开关元件的装置，但是，在如图1、图3、图5、图7～图9所示的开关电源装置1、10、20、40、50、60中使用NPN型晶体管作为第2开关元件的装置也可以达到同样的作用与效果。
可是，对于图10的开关电源装置80，在为第2开关元件的晶体管Q8的基极和直流电源Vcc的另一端之间连接有齐纳二极管D8。该齐纳二极管D8与晶体管Q8同时构成极限电路，通过该电路，第1开关元件Q1的栅极电压(控制电压)被限制在设定范围内。即，即使第1开关元件Q1的栅极电压最大也限制在Vgs(Q1)＝Vz(D8)-Vbe(Q8)内。在此，Vgs(Q1)为第1开关元件Q1的栅极与源极间电压，Vz(D8)为齐纳二极管D8的齐纳电压，Vbe(Q8)为晶体管Q8的基极与发射极间电压。因此，即使在如宽范围输入那样的输入电压的范围较宽时，也可以防止第1开关元件的控制电压超出设定的范围。
在图11中，示出了本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。在图11中，对与图9相同或者同等的部分付与了相同的符号，省略其说明。
在图11中，开关电源装置65具有控制电路66来取代在图9的开关电源装置60中的控制电路63。那么，在控制电路66中，具有关断期间控制电路67来取代关断期间控制电路64，具有关断电路68来取代关断电路12。关断期间控制电路67及关断电路68与关断期间控制电路64及关断电路12的不同仅在于关断期间控制电路67的光电晶体管PT1的发射极连接在关断电路68的晶体管Q2的基极。
下面，对如此构成的开关电源装置65的动作进行说明。
首先，第1开关元件Q1关断，构成时间常数电路的电容C10的两端的电压徐徐上升，流过光电晶体管PT1的电流成为连接在晶体管Q2的基极的电容C3的正方向的充电电流。即，如下构成在第1开关元件Q1关断期间，根据从输出电压检测电路61来的反馈信号，提前关断电路68进行关断的时间。
负载越轻则输出电压降低得越迟缓，流过光电二极管PD1的电流越大，因此，光电二极管PD1的电阻值越小，电容C10的充电电流越小，反过来，经光电晶体管PT1向电容C3充电的电流越大。因此，电容C3被充电到第1开关元件Q1处于关断期间的程度。那么，随着电容C10的充电的进行两端的电压上升到设定值后，晶体管Q4导通，晶体管Q3导通，进一步第1开关元件Q1导通。第1开关元件导通后，由于从反馈线圈N3经电阻R6流入的电流，电容C3被充电，但是，由于电容C3已经被充电到某种程度，所以电容C3两端的电压立即达到使晶体管Q2导通的水平，晶体管Q2导通，第1开关元件Q1关断。这样，在轻负载第1开关元件Q1关断时，由于流过光电晶体管PT1的电流，电容C3充电，因此，可以提前关断电路68进行关断的时间，缩短第1开关元件Q1的导通期间。这样，在轻负载时，第1开关元件Q1的关断期间延长，反过来导通期间缩短。
另一方面，在额定负载时，由于流过光电二极管PD1的电流变小，光电晶体管PT1的电阻值稍稍变大，电容C10的充电电流增加，反过来，经光电晶体管PT1向电容C3充电的电流变小。因此，第1开关元件Q1的关断期间缩短，反过来导通期间延长。
而且，在重负载时，由于几乎没有电流流过光电二极管PD1，光电晶体管PT1的电阻值相当程度地变大，其结果电容C10两端的电压几乎保持一定，晶体管Q3、Q4通常保持导通状态。另外，几乎没有经光电晶体管PT1向电容C3充电的电流。在这种状况下，关断期间控制电路67实质上不工作，因此，蓄积在变压器T中的磁性能量作为电流从二次线圈N2流出后，由于发生在反馈线圈N3的反冲电压，第1开关元件Q1导通，电流开始流过一次线圈N1。即，在重负核时，与通常的RCC方式的开关电源装置同样，通过电流临界模式来动作。
如以上所述，对于开关电源装置65，在轻负载时，控制关断期间的同时，也可以进行导通期间的控制。另外，在重负载时，由于可以通过电流临界模式动作，因此，与如开关电源装置60通过电流不连续模式动作的开关电源装置相比，由于没有电流的休止期间，所以可以抑制在电流流过期间的电流峰值。对于开关电源装置内部的损耗，由于在重负载时与开关损耗相比导通损耗占支配的地位，所以，在重负载时，开关电源装置65的内部损耗比开关电源装置60的内部损耗少。
在图12中，示出了本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。在图12中与图10相同或者同等的部分付与了相同的符号，省略其说明。
在图12中，开关电源装置90具有稳压调整器91和直流电压源92。在图12中，A点代表直流电源Vcc的一端(一次线圈N1的一端)，B点代表反馈线圈N3的一端，C点代表直流电源Vcc的另一端(反馈线圈N3的另一端、GND)，D点代表电阻R13、R18及R20的连接点。另外，在图10中，D点连接在A点上。
首先，稳压调整器91由电阻R21及电阻R22、晶体管Q10、齐纳二极管D9和二极管D10构成。晶体管Q10的集电极经电阻21连接在A点上，基极经齐纳二极管D9连接在C点上，发射极经二极管D10连接在D点上。晶体管Q10的基极还经电阻R22连接在A点上。通过这样的构成，晶体管Q10的基极电压被恒压在齐纳二极管D9的齐纳电压，其结果，晶体管Q10的发射极被恒压在比基极电压低0.6V的电压值。
另一方面，直流电压源92以以下装置出现即，以由二极管D11和电容C11构成的整流电路，在二极管D11的负极对产生在反馈线圈N3的电压进行整流。
而且，稳压调整器91的晶体管Q10的发射极经二极管D10连接在直流电压源92的二极管D11的负极的同时连接在D点。
在开关电源装置90中，在电源投入时，由于在反馈线圈N3中不产生电压，所以直流电压源92不发挥功能，由稳压调整器91经二极管D10向D点供给恒定的电压。接下来，在反馈线圈N3中电压产生，直流电压源92发挥功能后，由于二极管D11的负极电压比晶体管Q10的发射极电压还高，因此，直流电压源92的输出电压供给D点。从稳压调整器91供给D点的电流被遮断。即，二极管D10发挥防止电流从直流电压源92向稳压调整器91逆流的功能。
在如此构成的开关电源装置90中，在电源投入时以外，来自电压值比直流电源Vcc低的直流电压源92的电压被加在起动电阻即电阻R18上。因此，与直接从直流电源Vcc加电压的情况相比，可以降低消耗的电力。
并且，如此使用稳压调整器和直流电压源的构成也可以适用所述的任一实施例，可以起到与开关电源装置90同样的作用和效果。
在图13中，示出了本发明的开关电源装置的另一实施例的电路图。在图13中与图6及图9相同或者同等的部分付与了相同的符号，省略其说明。
在图13中，开关电源装置70具有控制电路71来取代在图6的开关电源装置30中的控制电路32，具有输出电压检测电路61来取代输出电压检测电路31。
控制电路71包括电阻R16、R17；电容C11、C12及C13；电流源Ic；运算放大器Q5及Q6；基准电压源Vref1及Vref2；晶体管Q7；RS触发器72；驱动装置73；光电晶体管PT1。
在此，由电阻R16和电容C11构成的串联电路连接在反馈线圈N3的一端和另一端之间。由二极管D7和电容C12组成整流电路也同样连接在反馈线圈N3的一端和另一端之间，其输出成为包含驱动装置73在内的控制电路71的各个构成要素的电源。电阻R16与电容C11的连接点和基准电源Vref1分别连接在运算放大器Q5的非反相输入端及反相输入端。电流源Ic和基准电压源Vref2分别连接在运算放大器Q6的非反相输入端及反相输入端。运算放大器Q5及Q6的输出分别连接在RS触发器72的R端和S端。RS触发器72的Q端经驱动装置73连接在第1开关元件Q1的栅极。晶体管Q7的集电极连接在电流源Ic，发射极接地，基极经电阻R17连接在运算放大器Q5的输出端。进一步，光电晶体管PT1的集电极连接在电流源Ic，发射极接地，在集电极和发射极之间连接有电容C13。
并且，电阻R17、电容C13、电流源Ic、运算放大器Q5及Q6、基准电压源Vref1及Vref2、晶体管Q7、RS触发器72及驱动装置73集成化成为集成电路74。
在此，在图14中，揭示了在开关电源装置70的反馈线圈N3中产生的电压Vn3、输入给运算放大器Q5的非反相输入端的电压Vtrig、输入给运算放大器Q6的非反相输入端的电压Vfb、第1开关元件Q1的栅极电压Vg的时间函数变化，参照该图对开关点源装置70的动作进行说明。
在开关电源装置70中，Vfb达到Vref2后，RS触发器72被复位，Vg变为H电平，第1开关元件Q1导通(t0)。
第1开关元件Q1导通后，在反馈线圈N3中产生正方向的电压，因此电容C11充电，Vtrig上升。Vtrig达到Vref1后，RS触发器被复位，Vg变为L电平，第1开关元件Q1关断(t1)。此时，在t0时点的Vtrig越低，Vtrig达到Vref的时间越长。另外，由于晶体管Q7导通，Vfb变为0V。
第1开关元件Q1关断后，电流开始流过二次侧，因此，输出端Po的电压上升，光电二极管PD1发光。同时，在反馈线圈N3中产生反方向的电压，电容C11放电，进一步向反方向充电，Vtrig变成负电压。
另外，流过二次侧的电流结束(t2)后，反馈线圈N3的电压开始阻尼振荡。同时，Vfb再次开始上升，在达到Vref2的时点回到t0，反复进行该过程。此时，Vfb上升的速度由光电晶体管PT1决定。负载轻的话，光电二极管PD1的发光量变大，因此Vfb的上升变迟缓，第1开关元件Q1的关断期间也变长，开关频率降低。
并且，由于Vtrig与在图6所示的开关电源装置30中的晶体管Q2的基极电压同样的工作，第1开关元件Q1的关断期间长的话，Vtrig上升并接近0V，所以，第1开关元件Q1的导通期间变短。
在图15中，示出了本发明的电子装置的一实施例的立体图。在图15中，作为电子装置的其中之一的打印机100使用本发明的开关电源装置1作为电源电路的一部分。
涉及打印机100的印刷工作的部分在印刷时消耗电力，但是在不进行印刷工作的待机时，几乎不消耗电力。那么，由于使用本发明的开关电源装置1，可以降低待机时的电力损耗，提高效率。
并且，在图15所示的打印机100中使用图1所示的开关电源装置，但是使用图3或图5至图13所示的开关电源装置10、20、30、40、50、60、65、70、80、90，同样可以达到相同的作用和效果。
另外，本发明的电子装置不限定于打印机，包含例如手提电脑、便携式信息器械等需要电压安定的直流电源的所有电子装置。
发明效果根据本发明的开关电源装置，包括使导通状态的第1开关元件关断的关断电路；具有根据从输出电压检测电路来的反馈信号在负载越轻时使第1开关元件的导通越延迟的关断期间控制电路的控制电路；而且，关断期间控制电路串联设置在反馈线圈和第1开关元件的控制端子之间，具有根据来自输出电压检测电路的反馈信号来控制导通关断的第2开关元件，据此，就可以做到负载越轻则越能使开关频率降低，可以降低轻负载时的电力消耗。
另外，根据本发明的电子装置，通过使用本发明的开关电源装置，可以提高效率。
权利要求
1.一种开关电源装置，包括具有一次线圈、二次线圈及反馈线圈的变压器；串联连接着所述一次线圈的第1开关元件；设置在所述反馈线圈与所述第1开关元件的控制端子之间的控制电路；连接着所述二次线圈的整流电路；检测从所述整流电路输出的输出电压，反馈给所述控制电路的输出电压检测电路；其特征在于所述控制电路包括使导通状态的所述第1开关元件关断的关断电路；根据来自所述输出电压检测电路的反馈信号，使所述第1开关元件的导通延迟，从而进行控制，使所述第1开关元件的关断期间伴随着负载的减轻而延长的关断期间控制电路。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于所述关断期间控制电路具有串联设置在所述反馈线圈和所述第1开关元件的控制端子之间，并根据来自所述输出电压检测电路的反馈信号来进行导通/断开控制的第2开关元件。
3.根据利要求2所述的开关电源装置，其特征在于以NPN型晶体管或者n沟道FET作为所述第2开关元件。
4.根据权利要求2或3所述的开关电源装置，其特征在于具有使所述第1开关元件的控制电压不超过给定范围的极限电路，并且，该极限电路包含所述第2开关元件而构成。
5.根据权利要求1～4中任意1项所述的开关电源装置，其特征在于所述关断期间控制电路具有串联设置在所述反馈线圈和所述第1开关元件的控制端子之间的第2开关元件；设置在该第2开关元件的控制端子，根据来自所述输出电压检测电路的反馈信号来控制时间常数的时间常数电路；所述输出电压检测电路具有使所述反馈信号保持一定或近乎一定的负反馈电路。
6.根据权利要求1～5中任意1项所述的开关电源装置，其特征在于所述关断电路包括使利用所述关断期间控制电路进行的、对所述第1开关元件的导通进行延迟的期间越短，则所述第1开关元件的导通期间就越长的导通期间延长电路。
7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于所述关断电路具有在连接所述第1开关元件的控制端子的同时，进行导通，并据此使所述第1开关元件关断的第3开关元件；所述导通期间延长电路具有以下所述的电容器该电容器连接所述第3开关元件的控制端子，并在所述第1开关元件的关断期间被反向充电，然后按所述第1开关元件的关断期间的长短来进行放电，并在所述第1开关元件的导通期间被正向充电到能使所述第3开关元件导通的电压。
8.根据权利要求1～7中任意1项所述的开关电源装置，其特征在于所述控制电路具有的所述关断期间控制电路及所述关断电路的构成为在所述第1开关元件的关断期间，根据来自所述输出电压检测电路的反馈信号，使进行所述关断电路的关断的时间提前。
9.根据权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于所述关断期间控制电路具有接受来自所述输出电压检测电路的反馈信号，当负载越轻时使流过的电流越大的光电晶体管；所述光电晶体管的发射极连接在所述导通期间延迟电路上，使流过所述光电晶体管的电流对导通期间延迟电路的所述电容进行充电。
10.根据权利要求1～9中任意1项所述的开关电源装置，其特征在于所述控制电路具有利用在所述反馈线圈上产生的电压，来向所述关断期间控制电路提供控制电压的电压供给电路。
11.根据权利要求1～10中任意1项所述的开关电源装置，其特征在于包括利用在所述反馈线圈上产生的电压，来向所述关断期间控制电路提供驱动电压的直流电压源；设在输入电源和所述直流电压源的输出之间的、具有防止电流逆流功能的稳压调整器。
12.一种电子装置，其特征在于使用了权利要求1～11中任意1项所述的开关电源装置。
全文摘要
一种开关电源装置,包括:使导通状态的第1开关元件Q1关断的关断电路5;具有根据来自输出电压检测电路3的反馈信号,在负载越轻时使开关元件Q1的导通的延迟越长的关断期间控制电路6的控制电路4。关断期间控制电路6串联设置在反馈线圈N3和第1开关元件Q1的控制端子之间,并具有根据来自输出电压检测电路的反馈信号来控制导通/断开的第2开关元件即晶体管Q3。可以做到负载越轻时越使开关频率降低,可以降低轻负载时的电力消耗。
文档编号H02M3/338GK1378331SQ02107890
公开日2002年11月6日 申请日期2002年3月26日 优先权日2001年3月26日
发明者山口佐利, 西田映雄, 竹村博 申请人:株式会社村田制作所