专利名称：改进的推挽式升压电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种基本电子电路，尤其涉及一种可有效提高变压器工作特性、缩小变压器线圈匝数、减少相关电路设置以降低成本的推挽式升压电路。
此处提出讨论的升压电路采用推挽式(Push-Pull)架构的直流/交流变换电路(如图4所示)，其主要是由两组开关三极管Q1、Q2进行交替导通，而将电能由变压器70的初级线圈传送到次级线圈，由于变压器70绕组上的电流方向是相反的，因此，每一次导通对于变压器70而言都是去磁作用。而变压器70次级线圈是连接一桥式整流器71，以便对变压器70输出的电源进行全桥整流，随后在电容C1、C2组成的充电电路72上取得直流的正负汇流线(BUS)电压。
由于电容C1、C2一般较大，所以充电电路72的汇流线(BUS)充电电流峰值及变化率都会很大，因而必须在充电电路72的正负端上分别串联一电感L1、L2。电感L1、L2的作用主要在于导通期间可限制变压器70次级线圈的电流上升速率，而在截止期间可以达到续流的作用。
然而在电流突变时，串入的电感L1、L2会产生电压尖峰，提高了桥式整流器71中各整流二极管的电压应力，因而必须在桥式整流器71与两电感L1、L2间加入一史纳伯(Snubber)电路73，其是由二极管D5、D6，电容C3、C4，电阻R1、R2等组成，借以消除桥式整流器71上的电压尖峰，以降低二极管的电压应力，并可因而选用较低规格的组件。
但前述的改善方式，首先面对的是加入的史纳伯电路73意味着成本的提高。且由于史纳伯电路73本身的损耗，降低了整个电路的效率。同时，由于电感L1、L2的存在，在出现变化的电流通过时，会感应出一定的压降，亦即将会抵销一部分该推挽式变压器70的升压作用，必须额外增加变压器70次级线圈绕组匝数，以便得到设计要求的汇流线(BUS)电压。但变压器70次级线圈绕组匝数的增加，无论是从变压器的设计、线圈绕制难度、成本、变压器的工作效率，或由增加变压器70匝数对整个电路的影响而言，都是不利的因素。
由此可见，在升压电路中加入电感L1、L2，虽然有其必要性，但同时带来了许多不利的影响，导致了整个电路的设计困难、成本上升和效率下降。故有待进一步检讨，并谋求可行的解决方案。
本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是一种改进的推挽式升压电路，其是使一变压器的初级线圈与直流电源连接，同时在初级线圈上分设有两交替导通的开关三极管；又，变压器次级线圈依序与一桥式整流器、一充电电路及一直流/交流转换单元(INVERTER)相连接；其特征在于所述桥式整流器与充电电路间是以两耦合的电感相互连接。
前述改进的推挽式升压电路，其中两耦合电感是由一第二变压器构成，该第二变压器的初级线圈与次级线圈绕组的匝数比相同。
前述改进的推挽式升压电路，其中充电电路是由两电容组成，该两电容是以一端点相互串接，另一端点分别连接有功率三极管。
前述改进的推挽式升压电路，其中直流/交流转换单元是由交替导通的两功率三极管及由电感、电容构成的低通滤波器组成，该交替导通的两功率三极管是以相邻的源极、汲极相互串接，且连接该电感，相对另端的汲极、源极则分别与所述充电电路连接。
本实用新型解决其技术问题还可采用如下技术方案一种改进的推挽式升压电路，其是使一变压器的初级线圈与直流电源相连接，同时在初级线圈上分设有两交替导通的开关三极管；又，变压器次级线圈依序与一桥式整流器、一充电电路及一直流/交流转换单元(INVERTER)相连接；其特征在于所述变压器次级线圈与桥式整流器之间是以两耦合的电感相互连接。
前述改进的推挽式升压电路，其中两耦合电感是由一第二变压器构成，该第二变压器的初级线圈与次级线圈绕组的匝数比相同。
前述改进的推挽式升压电路，其中充电电路是由两电容组成，该两电容是以一端点相互串接，另一端点分别连接有功率三极管。
前述改进的推挽式升压电路，其中直流/交流转换单元是由交替导通的两功率三极管及由电感、电容构成的低通滤波器组成，该交替导通的两功率三极管是以相邻的源极、汲极相互串接，且连接该电感，相对另端的汲极、源极则分别与所述充电电路连接。
本实用新型的有益效果是，其可有效解决现有技术在设计上的困难、成本提高及工作效率不彰等问题。
图1是本实用新型一较佳实施例的电路图。
图2是本实用新型又一较佳实施例的电路图。
图3是本实用新型标示有电流方向的电路图。
图4是现有推挽式升压电路的电路图。
图中标号说明10变压器 20桥式整流器30第二变压器 31、32电感50直流/交流转换单元40充电电路70变压器 71桥式整流器72充电电路 73史纳伯电路在前述电路中，DC-DC部分为Push-Pull架构，初始的直流电源电压Vdc通过开关三极管Q1、Q2，经过Push-Pull变压器10的初级线圈，回到直流电源Vdc的负极。通过变压器10初级、次级线圈间的耦合作用，及适当调整变压器10初级、次级线圈绕组的匝数比，即可在次级线圈上得到适当的高频交流电压，经过桥式整流器20进行全波整流后，对充电电路40中的两电容C1、C2充电，即得到一对相对稳定的正负汇流线(BUS)电压，经过直流/交流转换单元50中两功率三极管Q3、Q4的高频变换，再通过由L3、C3所构成的低通滤波器进行滤波后，以得到正弦信号输出。
进一步而言，为降低汇流线(BUS)充电电流的峰值和电流变化率，同时又必须克服引入串联电感所带来的诸多不利影响，是将传统升压电路中充电回路上两组原来互不相关的电感产生磁场的耦合，亦即将两个电感改由一个初级线圈、次级线圈绕组匝数相同的第二变压器30取代，并选择合适的绕制方式，使第二变压器30的两个绕组(即两电感31、32)中因通过电流而产生的磁场互相抵消。
又，升压电路工作时，电路中的电流始终是变化的，在传统升压电路中，变化的电流会在变压器70串联的两电感L1、L2上产生一定的压降，而抵消变压器70一部分的升压作用。经令两电感31、32进行磁场耦合后，不仅不会抵消变压器10的升压作用，同时具备对汇流线(BUS)充电的能力，故可借此减少变压器10绕组的匝数比，如此既可方便推挽式变压器的设计，同时也提高了工作效率。
以上所述，是本实用新型一较佳实施例的具体构造与工作原理。又如图2所示，是本实用新型又一较佳实施例的电路构造，其电路构造与前一实施例大致相同，不同之处在于两耦合电感31、32是设于桥式整流器20的前端，其依然可产生与前一实施例相同的功效。
有关前述升压电路的工作特性现进一步配合附图详述如后请参阅图3所示，通过第二变压器30中第一绕组(电感31)的箭头线是代表开关三极管Q2导通时正汇流线(BUS)充电电流Ic1，通过第二变压器30中第二绕组(电感32)的箭头线是代表开关三极管Q2导通时负汇流线(BUS)充电电流Ic2。由于正负汇流线(BUS)电容电压不一致，地线上将导通一电流，其值大小是正负汇流线(BUS)充电电流之差。例如，如果直流/交流转换单元50此时输出电流的正半周，则由正汇流线(BUS)电容C1供电，此时电流Ic1较大，电流Ic2较小。如果第二变压器30不存在，则两个汇流线(BUS)电容C1、C2各自充电，二者互不影响。但在本发明中，由于引进了第二变压器30，当开关三极管Q2导通时，Ic1、Ic2大小虽然不同，但其在第二变压器30上的磁场是相互抵消的，相当于减小了串联电感(基本上只有漏感)，当开关三极管Q2截止时，桥式整流器40上的电压尖峰也相应降低。在现有电路中，由于Ic1、Ic2互不影响，正汇流线(BUS)电路给直流/交流转换单元供电时，其电压低，Ic1大，Ic2小，基本上没有对汇流线(BUS)电容充电的作用。但由于第二变压器30的加入，Ic1-Ic2这一电流差将在第二变压器30的另一面感应出一电压，方向如图所示，其叠加在变压器10电压上对电容C2充电，使电容C2电压提得更高。
进一步而言，本实用新型主要是利用在汇流线(BUS)电压较低的情况下，直流/交流转换时的损耗较低，同时在此情况下由于推挽式电路工作在连续模式，电流峰值低，其损耗也低。然而，通常在推挽式电路中，如果降低其变压器匝数以降低汇流线(BUS)电压的话，则当电池电压降低时，而汇流线(BUS)电压低于特定电压(如330V)，则输出波形的失真将变大不能满足要求，而缩短实际放电时间。由于本实用新型在充电回路上引入两耦合的电感，其具有提高汇流线(BUS)电压的作用，当Push-Pull变压器匝数以等比降低时，相同电池电压下，对应的汇流线(BUS)电压降低程度较低，使放电终止电压得以下调，最终能够延长放电时间。
由上述可知，本实用新型提高效率的作用在电池低压下较为明显，电池高压时效率反而较低。因此，设计电路时，可使变压器的匝数比尽可能低，使电池高压下的汇流线(BUS)维持时间尽量短。例如13.2V电压时，需通过控制推挽式电路脉宽将汇流线(BUS)电压限制到380V，此时推挽式电路工作处于不连续模式，效率较低；随着电池电压下降，Push-Pull脉宽越来越大，直至工作变为连续模式，此时汇流线(BUS)电压将随电池电压下降而相应下降非呈线性下降，故Push-Pull电路效率即得以提高。
当电池电压再下降，因本实用新型引入充电回路中的耦合电感具有提升汇流线(BUS)作用，当电池电压下降到约11V，在相同变压器的情况下，现有升压电路的汇流线(BUS)已不能维持330V以上时，本实用新型升压电路的汇流线(BUS)仍能高于330V，直至电池电压由10V时达到330V。如此使电路在连续模式下工作时间较长，使整个电路的效率也较高。
因此，就本实用新型的升压电路设计而言，变压器匝数比的选择十分重要，其使电路在不连续模式下工作时间尽量短，连续模式下尽量长。
本实用新型至少具备下列优点1.由于在升压电路的桥式整流器前端或后端设有两耦合电感，利用两电感间的磁场耦合作用，使汇流线(BUS)充电回路的电感很小，因而不会在桥式整流器的各整流二极管上产生很大的电压尖峰(Spike)，不需要设置史纳伯电路，从而可获得极佳的工作效率，可有效降低成本。
2.设于充电回路上的耦合电感使正负汇流线(BUS)充电电流趋于一致，因峰值降低而提高效率。
3.两耦合电感等同于一变压器，其具有一定提升汇流线(BUS)电压的作用，可以减少Push-Pull变压器的匝数比，有效提高工作效率。
综上所述，本实用新型确可获得如前所述的各项优点，与现有的推挽式升压电路相比具备显著功效，具有新颖性、创造性、实用性，符合新型专利要件，故依法提出申请。
权利要求1.一种改进的推挽式升压电路，其是使一变压器的初级线圈与直流电源连接，同时在初级线圈上分设有两交替导通的开关三极管；又，变压器次级线圈依序与一桥式整流器、一充电电路及一直流/交流转换单元相连接；其特征在于所述桥式整流器与充电电路间是以两耦合的电感相互连接。
2.根据权利要求1所述改进的推挽式升压电路，其特征在于所述两耦合电感是由一第二变压器构成，该第二变压器的初级线圈与次级线圈绕组的匝数比相同。
3.根据权利要求1所述改进的推挽式升压电路，其特征在于所述充电电路是由两电容组成，该两电容是以一端点相互串接，另一端点分别连接有功率三极管。
4.根据权利要求1所述改进的推挽式升压电路，其特征在于所述直流/交流转换单元是由交替导通的两功率三极管及由电感、电容构成的低通滤波器组成，该交替导通的两功率三极管是以相邻的源极、汲极相互串接，且连接该电感，相对另端的汲极、源极则分别与所述充电电路连接。
5.一种改进的推挽式升压电路，其是使一变压器的初级线圈与直流电源相连接，同时在初级线圈上分设有两交替导通的开关三极管；又，变压器次级线圈依序与一桥式整流器、一充电电路及一直流/交流转换单元相连接；其特征在于所述变压器次级线圈与桥式整流器之间是以两耦合的电感相互连接。
6.根据权利要求5所述改进的推挽式升压电路，其特征在于所述两耦合电感是由一第二变压器构成，该第二变压器的初级线圈与次级线圈绕组的匝数比相同。
7.根据权利要求5所述改进的推挽式升压电路，其特征在于所述充电电路是由两电容组成，该两电容是以一端点相互串接，另一端点分别连接有功率三极管。
8.根据权利要求5所述改进的推挽式升压电路，其特征在于所述直流/交流转换单元是由交替导通的两功率三极管及由电感、电容构成的低通滤波器组成，该交替导通的两功率三极管是以相邻的源极、汲极相互串接，且连接该电感，相对另端的汲极、源极则分别与所述充电电路连接。
专利摘要一种改进的推挽式升压电路，主要是在一变压器的初级线圈设有交互导通的两开关三极管，其次级线圈依序设有桥式整流器与充电电路；其中，该桥式整流器前端或后端加入一对磁场耦合的电感，利用耦合的存在，产生提升汇流线(BUS)电压的作用，同时使电流通过两个电感时相互产生去磁作用，降低其电感特性，以便在不增设史伯纳电路的前提下，降低桥式整流器的尖峰电压、平衡变压器次级线圈电流、缩小变压器线圈匝数比，而提高升压电路工作效率。
文档编号H02M3/04GK2566519SQ0224686
公开日2003年8月13日 申请日期2002年8月13日 优先权日2002年8月13日
发明者罗恒廉, 汪浩, 朱苏学, 邹家兵 申请人:飞瑞股份有限公司