降低切换式电源供应器中之切换震荡的方法与电路的制作方法

专利名称：降低切换式电源供应器中之切换震荡的方法与电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种切换式电源供应器(switching regulator)的控制方 法与电路，特别是指一种降低切换式电源供应器中之切换震荡的方法 与电路。
背景技术：
常用的切换式电源供应器包括降压型(Buck)、升压型(Booster)与反 压型(Iiwerter)三种。首先就降压型切换式电源供应器来加以说明，其电 路结构大致如图1所示，降压型切换式电源供应器1包含有两个晶体 管开关Q1、 Q2，透过脉宽调变控制电路10来控制此两晶体管Q1、 Q2 的开与关，藉以控制电感L上的电流量与方向，以将电能传送给输出 端OUT。脉宽调变控制电路10接收从输出端萃取出来的反馈电压，与 一个参考电压Vref相比较，以决定如何控制切换两晶体管Q1、 Q2。现有技术中，早期的切换式电源供应器，其两晶体管Ql、 Q2的 开关时间是完全互补的，又称为同步切换式电源供应器，亦即如图2 所示，当晶体管Q1开启时，晶体管Q2即关闭；当晶体管Q2开启时， 晶体管Ql即关闭。(本说明书中，"开启"是指完全导通；"关闭"是 指不考虑漏电流的情况下，为完全不导通。)在此种安排下，其对应之 电感电流量lL与方向如图中第三个波形所示，当晶体管Q1开启、晶体 管Q2关闭时，因输入端IN的电压大于输出端OUT的电压，电流往输 出端OUT流动(图中以+表示往输出端方向)，且流量不断增加；而 当晶体管Q2开启、晶体管Q1关闭时，因电感左方节点Phase的电位 下降为接近0，输出端OUT的电压大于此节点的电压，电流趋势于是 改变，先是流量减少，接着改往反方向流动(图中以一表示反方向)。图3与图4分别示出升压型切换式电源供应器2与反压型切换式 电源供应器3，其操作方式与前述类似，同样是由脉宽调变控制电路 IO根据反馈电压与参考电压Vref的比较结果，决定如何切换两晶体管 Ql、 Q2，来控制输出端OUT的电压。其详细电路操作方式为本技术领 域者所熟知，在此不予赘述。请回阅图1与图2，此种同步切换两晶体管Q1、 Q2的安排方式， 其缺点在于，当电感电流方向由正转负时，表示电流由输出端OUT， 通过电感L和晶体管Q2的路径而接地流失，亦即会损失输出端OUT能量。因此，在现有技术美国专利第6,580,258号案中，提出一种作法， 其主要概念如图5所示，是通过适当控制晶体管Q1、 Q2，使得当电感 电流方向将要由正转负时，即关闭晶体管Q2，如此即不致有能量从输 出端OUT流失，可减少不必要的耗损。如图中所示，晶体管Q1、 Q2 有一段同时关闭的时间T，称为"睡眠模式"(sleep mode)。该案之电 路概念大致如图6所示，其中侦测代表电感电流的讯号，并在电流比 较器ICP中加以比较，其比较结果与脉宽调变控制电路10的输出经逻 辑运算后，决定是否开启或关闭晶体管Q2。然而，此种现有技术的作法有其缺点。当晶体管Ql、 Q2同时关 闭而进入睡眠模式时，其实际在电感L上的电流与节点Phase处的电压， 并非很理想的波形，而是如图7所示，当晶体管Q1、 Q2同时关闭时， 电感L电流k在零值附近微幅震荡，而此时节点Phase处的电压VPH 呈受阻之简谐震荡(damped simple harmonic motion)波形。在该高频 震荡期间，电路未能进入稳定状态，且将产生所不欲之EMI噪声，并 不理想，故宜縮短之。有鉴于此，本发明即针对上述现有技术之不足，提出一种能够解 决上述问题的切换式电源供应器，以及其控制电路与方法。发明内容本发明之第一目的在于提供一种切换式电源供应器，其与同步切 换式电源供应器相较，具有节省能耗的优点，但与图5至图7所示的 现有技术作法相比，则能够大幅縮短震荡期间。本发明之第二目的在于提供一种用以控制切换式电源供应器之控 制方法。为达上述之目的，在本发明的其中一个实施例中，提供了一种切 换式电源供应器，包含第一晶体管、第二晶体管、与电感器，相互电连接于一共同节点；脉宽调变控制电路，用以产生脉宽调变讯号； 运算放大器，将该共同节点电压，与一参考电压相比较；以及多路电 路，其第一输入为该运算放大器之输出，第二输入为该脉宽调变控制 电路之输出，此多路电路根据该电感器上的电流，决定选择其输入之 一；多路电路的输出控制第二晶体管的栅极。此外，根据本发明的另一个实施例，也提供了一种切换式电源供 应器，包含第一晶体管、第二晶体管、与电感器，相互电连接于一 共同节点；脉宽调变控制电路，用以产生脉宽调变讯号；运算放大器， 将流过该电感器的电流，与一参考电流相比较；以及多路电路，其第 一输入为该运算放大器之输出，第二输入为该脉宽调变控制电路之输 出，此多路电路根据流过该电感器的电流，决定选择其输入之一；多 路电路的输出控制第二晶体管的栅极。此外，根据本发明的另一个实施例，也提供了一种降低切换式电 源供应器中之切换震荡的方法，包含以下步骤提供一个切换式电源供应器，该切换式电源供应器包括第一晶体管、第二晶体管、与电感器，相互电连接于一共同节点；在第一晶体管关闭时段之一部分中， 将该共同节点电压，与一参考电压相比较；以及根据比较结果，控制第二晶体管之栅极，使第二晶体管为低电流流通状态。又，根据本发明的另一个实施例，也提供了一种降低切换式电源 供应器中之切换震荡的方法，包含以下步骤提供一个切换式电源供 应器，该切换式电源供应器包括第一晶体管、第二晶体管、与电感器， 相互电连接于一共同节点；在第一晶体管关闭时段之一部分中，将该 电感器上的电流，与一参考电流相比较；以及根据比较结果，控制第 二晶体管之栅极，使第二晶体管为低电流流通状态。上述各实施例中，可进一步提供锁相回路，以使脉宽调变控制电 路之输出频率等于一设定频率。以下将通过具体实施例详加说明，当更容易了解本发明之目的、技术内容、特点及其所达成之功效；其中，相似的元件以相同的符号 来标示。


图1为现有技术之降压型切换式电源供应器的示意电路图。图2为现有技术之同步切换式电源供应器的示意波形图。图3为现有技术之升压型切换式电源供应器的示意电路图。图4为现有技术之反压型切换式电源供应器的示意电路图。图5为现有技术美国专利第6,580,258号案的理想波形示意图。图6为现有技术美国专利第6,580,258号案的电路概略示意图。图7为现有技术美国专利第6,580,258号案的实际波形示意图。图8为本发明之波形示意图。图9为本发明第一实施例之示意电路图。图10为图9实施例之波形示意图。图11为本发明第二实施例之示意电路图。图12为图11实施例之波形示意图。图13为本发明第三实施例之示意电路图。图14为图13实施例之波形示意图。 图15举例说明锁相回路的电路结构。图16、图17、图18为本发明另外三个实施例之示意电路图。图中符号说明1 降压型切换式电源供应器2 升压型切换式电源供应器3 反压型切换式电源供应器10 脉宽调变控制电路IO11 降压型切换式电源供应器30， 31, 32多路电路41, 42逻辑电路50锁相回路51， 52固定脉宽产生电路53, 54低通滤波器55减法器CP比较器ICP电流比较器Iofs参考电流Iref参考电流IN输入端电感(电感值)OP运算放大器OUT输出端Qi,Q2晶体管Vofs电压源具体实施方式
本发明的主要概念，在于不使晶体管Q1、 Q2同时关闭；当电感L 上的电流h即将由正转负时，并不完全关闭晶体管Q2，而是使其处于"弱导通"状态，容许低流量的电流通过。如此，与图2所示的现有技术作法相比，本发明仍然具有节省能耗的高效率优点，但与图5至图7 所示的现有技术作法相比，则本发明将可大幅缩短震荡时间。以上概念，请参考图8，并对照图5与图7，当可更易于了解。在 现有技术中，晶体管Q2的角色仅为开关，因此仅有全开与全闭两种状 态。当为了节省能耗，使晶体管Q1、 Q2进入前述"睡眠模式"时，晶 体管Q1、 Q2同时关闭。但根据本发明，则并无所谓"睡眠模式"；在 图8中，当电感L上的电流lL即将由正转负时，并不完全关闭晶体管 Q2，而是在时段T之中，将晶体管Q2转换成"弱导通"状态，容许 低流量的电流通过。对此，如图所示，可以有三种作法，第一种作法 是令晶体管Q2除了导通之外，均处于低电流状态，如第一种波形中所 示，晶体管Q2仅包括全开、低电流两种状态；或是，如第二种波形中 所示，令晶体管Q2在晶体管Q1导通时，仍然完全关闭，而仅在时段 T之中，将晶体管Q2转换成低电流状态，如此则晶体管Q2包括全开、 全闭、低电流三种状态；第三种作法是令晶体管Q2的低电流状态在初 始时容许较大电流量，随后减小，亦即使切换初期之电流量较后期为 高。第一种之电路复杂度较低，第二种在节能效果上较好，第三种更 快速消除震荡，三者各有优劣，同属于本发明的范畴。熟悉本技术者当可立即发现，以上说明中之晶体管Ql、 Q2是以 NMOS为例。当然，晶体管Q1、 Q2亦可个别改以PMOS来制作，其 对应之波形图自亦不同，但并不脱离本发明的概念。请再对照图8与图7，在本发明的上述安排下，当晶体管Ql关闭、 且晶体管Q2在低电流状态中时，亦即在图中时段T之中，节点Phase 处的电压VpH虽同样呈受阻之简谐震荡波形，但其震荡快速衰减，远 较现有技术更迅速地到达平稳状态。需说明的是，为求图形明确，图 中是以较为夸张的图形来绘示震荡波形，而并未完全按照比例。在真 实状况中，透过后述实施例之恰当设计，可使震荡波形所占时段比图标更低。所述的"低电流"，根据本发明，是指为1mA (微安培)或其以 上，但在晶体管Q2完全导通之电流量(不含)以下，此范围内的电流 量。此外需说明的是，虽然在图8中的时段T内，晶体管Q2的栅极控 制电压是绘示为直线，但本发明并不局限于此；在时段T内，晶体管 Q2的栅极控制电压可以为任意的变化波形，仅需其所对应产生的电流 量，符合上述条件即可。上述图8中之波形的达成方式，根据本发明，有多种作法，其第 一个具体电路实施例请参考图9。本实施例是以降压型切换式电源供应 器为例，如图所示，在本发明的降压型切换式电源供应器11中，除了 上下桥晶体管开关Q1、 Q2、电感L、电流比较器ICP、脉宽调变控制 电路10之外，另包含有一个运算放大器OP。运算放大器OP的输入端 之一接受节点Phase处的电压，另一输入端接受一个略低于输出节点电 压Vout的电压。图中以电压源Vofs来表示运算放大器OP所接收的电 压等于Vout—Vofs，不过需说明的是，图标仅为示意，并不表示必须 设置一个实体的电压源Vofs;例如，可藉由运算放大器OP两输入端 的内部偏压值，来达成相同的功能。如设置实体的电压源Vofs，则该 实体电压源可以为电阻、各种二极管，等等。运算放大器OP将两输入 端的电压做比较后，根据比较结果，输出讯号L1。晶体管Q2的栅极受多路电路30控制，由该多路电路30的输出来 决定晶体管Q2受控于脉宽调变控制电路10的输出L2，或运算放大器 0P的输出L1。当晶体管Q2受控于讯号L2时，其角色为开关，而当 晶体管Q2受控于讯号L1时，则可能为弱导通之低电流状态。上述电路的操作，请参阅图10，当更易明白。首先说明讯号Ll 的波形，当晶体管Ql导通而晶体管Q2关闭时，节点Phase处的电压 等于输入端的电压当晶体管Q1关闭而晶体管Q2导通时，节点Phase处的电压等于0;当晶体管Q2弱导通时，将有微量电流从输出端OUT流过电感L与晶体管Q2后导地，表示电感L右方的电压略大于左方， 故节点Phase处的电压稍低于输出节点电压Vout，经电路之反馈控制 机制，将平衡在等于Vout—Vofs的电压值。藉由运算放大器OP之电 路设计，可在节点Phase处的电压等于Vout—Vofs时，使晶体管Q2 弱导通。因此讯号L1呈三段式波形，如图。讯号L2为脉宽调变控制 电路10的输出，呈单纯的脉冲波形。讯号ZD为电流比较器ICP的输 出讯号，对照电感电流IL的波形，当电感电流lL大于参考位准Iref时 (参考位准可为0或略低于0，视电流比较器ICP的参考输入端设计而 定)，讯号ZD为高位准，当电感电流Il等于或小于参考位准吋，讯 号ZD为低位准。(电流比较器ICP可以是磁滞比较器，以过滤微幅震 荡噪声。)当讯号ZD为高位准时，多路电路30选择讯号L2;当讯号 ZD为低位准时，多路电路30选择讯号Ll;因此，晶体管Q2的栅极 讯号乃如图中最下方所示。图9之实施例，并非本发明的唯一实施方式。请参考图ll，示出 另一种多路方式，其中值得注意的是，在本实施例中，脉宽调变控制 电路10仅需产生晶体管Ql栅极所需之切换脉冲讯号，并不需要另行 产生不同的脉冲讯号来控制晶体管Q2，仅需利用该脉冲讯号之反相讯 号即可，故脉宽调变控制电路io之内部电路结构较为精简。详言之，请对照参阅图11与图12，因或非门41之作用，仅有当 脉宽调变控制电路10对晶体管Ql栅极的输出讯号(以下简称PWM 讯号)与电流比较器ICP之输出讯号ZD皆为低位准时，或非门41之 输出SWO才为高位准(1)，对应于图12中的时段T;此时透过多路 电路31与32的作用，运算放大器OP的正负输入端分别选择节点Phase 处的电压和Vout—Vofs，故使得晶体管Q2弱导通。另一方面，除上述 以外的其它时候，运算放大器OP的正负输入端分别为PWM反相讯号 与PWM讯号，亦即运算放大器OP的输出位准跟随PWM反相讯号。 故晶体管Q2的栅极讯号波形如图所示。除第9、 11图所示实施方式之外，图13标出本发明的另一实施例， 本实施例的特点是可以控制脉宽调变控制电路IO之输出脉冲频率，以 达成例如避开音频区、扰频等作用。详言之，本实施例与图9实施例的不同处在于设置了一个锁相P 路(PLL)50，且提供压差的电压源Vofs为可变电压源，受锁相回路50 的输出讯号所控制。请对照参阅图13与图14 (为简化图面，图中省略 震荡噪声)，假设欲将PWM讯号的频率设定为第一个波形，因此以该 波形为锁相回路50之频率设定输入。当PWM讯号的频率低于设定频 率时，若输出端所需的电压Vout并未变动，可增加由节点Phase通过 晶体管Q2导地的电流，以使节点Phase处的电压下降，如此即可迫使 PWM讯号频率上升。换言之，当PWM讯号的频率低于设定频率时， 可令锁相回路50的输出调高可变电压源Vofs的电压，使Vout—Vofs 下降，透过运算放大器OP的作用，将使晶体管Q2更多导通，拉下节 点Phase处的电压，最终达成平衡，使PWM讯号的频率等于设定频率。使用相同的概念，在图11所示实施例中，加入锁相回路50，也 是可行的，熟悉本技术者当可类推，其电路结构与讯号波形不予赘述。至于锁相回路50的具体作法，可有多种实施方式，在此仅举一例， 请参阅图15，可令设定频率讯号与PWM讯号分别通过固定脉宽产生 电路51与52，在固定脉宽产生电路中，根据输入讯号的触发缘，产生 固定脉宽的脉冲讯号Tl与T2，再使脉冲讯号Tl与T2分别通过低通 滤波器53与54，将脉冲讯号Tl与T2的频率转换成模拟讯号Sl与S2。 减法器55将模拟讯号Sl与S2相减，其输出即可用以调整可变电压源 Vofs。请参阅图16，此为本发明的另一实施例，除使用节点Phase处的电压来进行比较外，亦可根据电感电流IL来控制晶体管Q2的状态，如图所示，本实施例将电感电流lL与参考电流Iofs相比较(实际电路中， 是将代表电感电流lL的电压讯号与代表参考电流Iofs的电压讯号相比 较，故差值为电压讯号)，并透过运算放大器OP，根据该比较结果，而产生控制晶体管Q2弱导通状态的模拟讯号。详言之，当讯号ZD为 高位准时，多路电路30选择L2，此时晶体管Q2的状态受控于脉宽调 变控制电路10，为全开或全关两种状态；当讯号ZD为低位准时，多 路电路30选择Ll，此时晶体管Q2的状态受控于运算放大器OP的输 出，为弱导通状态。后者情况下，透过反馈控制机制，可使电感电流 lL与参考电流Iofs相等，换言之可在晶体管Ql关闭时，将晶体管Q2 控制在弱导通状态，且控制其上的电流量等于Iofs。与图13相似地，可在上述实施例中设置锁相回路50，以控制脉 宽调变控制电路IO之输出脉冲频率，其电路例如可参考图17，藉锁相 回路50的输出，控制可变之参考电流Iofs，亦即调整晶体管Q2的弱 导通状态与其上的电流量。本发明除以上所述外，还可在相同概念下做以下变化。在以上各 实施例中，均是使用运算放大器0P，直接用模拟方式控制晶体管Q2 的栅极，但运算放大器OP亦可用比较器CP来取代。例如，图9实施 例可变化为图18，其中当节点Phase处的电压低于Vout—Vofs时，比 较器CP的输出对电容C充电。于讯号ZD选择Ll时，当节点Phase 处的电压等于Vout—Vofs，此时比较器CP的输出为低位准，但晶体管 Q2的栅极系由电容C的电压值来控制，而该电压值可设定成容许晶体 管Q2弱导通，如此，可同样达成本发明的目的。同理，以上所述所有 实施例中之运算放大器OP，均可使用相似方式代换，不另赘述。以上各实施例中之多路电路30、 31、 32，并不需要是一个栅电路， 而可以仅为一个节点，只要被选定的输入端有能力盖过(override)另一 输入端，即可。以上以降压型切换式电源供应器为例，叙述了本发明的概念。同 样的概念亦可应用于升压型切换式电源供应器与反压型切换式电源供 应器，但需将运算放大器OP的参考输入略作修改；熟悉本技术者当可 类推得知，在此不多予赘述。以上已针对较佳实施例来说明本发明，唯以上所述者，仅系为使 熟悉本技术者易于了解本发明的内容而已，并非用来限定本发明之权 利范围。对于熟悉本技术者，当可在本发明精神内，立即思及各种等 效变化；例如，在所示各实施例中，系举例以分压方式，从输出端萃取反馈电压讯号，以供脉宽调变控制电路IO与参考电压Vref进行比较，但萃取反馈讯号的方式，并不局限于此。又如，在所示各元件之间， 加入不影响讯号意义的电路元件，如延迟电路、驱动栅等等，并不影响本发明的精神。再如，所示晶体管Q1与Q2，可以整合在集成电路 之内，亦可设置在集成电路之外。又如，图16之实施例，亦可参照图 11之实施例，而做对应的变化。故凡依本发明之概念与精神所为之均 等变化或修饰，均应包括于本发明之申请专利范围内。
权利要求
1. 一种降低切换式电源供应器中之切换震荡的方法，包含以下步骤提供一个切换式电源供应器，该切换式电源供应器包括第一晶体管、第二晶体管、电感器，相互电连接于一共同节点；在第一晶体管关闭时段的一部分中，将该共同节点电压，与一参考电压相比较；以及根据比较结果，控制第二晶体管的栅极，使第二晶体管为低电流流通状态。
2. 如权利要求l所述的方法，其中该低电流流通状态在切换初期 之电流量较后期为高。
3. 如权利要求l所述的方法，更包括调整该共同节点电压，以 使第一晶体管的切换频率等于一设定频率。
4. 如权利要求3所述的方法，其中该调整共同节点电压之步骤包括提供一个锁相回路；在锁相回路中，将该设定频率与第一晶体管的切换频率相比较； 根据比较结果，控制前述参考电压；以及 控制第二晶体管的低电流流通状态，以调整该共同节点电压。
5. —种降低切换式电源供应器中之切换震荡的方法，包含以下步骤提供一个切换式电源供应器，该切换式电源供应器包括第一晶体管、第二晶体管、电感器，相互电连接于一共同节点；在第一晶体管关闭时段的一部分中，将该电感器上的电流，与一参考电流相比较；以及根据比较结果，控制第二晶体管之栅极，使第二晶体管为低电流 流通状态。
6. 如权利要求5所述的方法，其中该低电流流通状态在切换初期之电流量较后期为高。
7. 如权利要求5所述的方法，更包括调整该电感器上的电流， 以使第一晶体管的切换频率等于一设定频率。
8. 如权利要求7所述的方法，其中该调整共同节点电压之步骤包括提供一个锁相回路；在锁相回路中，将该设定频率与第一晶体管之切换频率相比较； 根据比较结果，控制前述参考电流；以及控制第二晶体管的低电流流通状态，以调整该电感器上的电流。
9. 一种切换式电源供应器，包含第一晶体管、第二晶体管、与电感器，相互电连接于一共同节点； 脉宽调变控制电路，用以产生脉宽调变讯号； 运算放大器，将该共同节点电压与一参考电压相比较；以及 多路电路，其第一输入为该运算放大器之输出，第二输入为该脉 宽调变控制电路之输出，此多路电路根据该电感器上的电流，决定选 择其输入之一；多路电路的输出控制第二晶体管的栅极。
10. 如权利要求9所述的切换式电源供应器，其中第二晶体管至 少具有开启与低电流流通两种状态。
11. 如权利要求10所述的切换式电源供应器，其中该低电流流通 状态在切换初期之电流量较后期为高。
12. 如权利要求IO所述的切换式电源供应器，其中当第一晶体管 开启时，第二晶体管为关闭；当第一晶体管关闭时，第二晶体管为开 启或低电流流通状态。
13. 如权利要求IO所述的切换式电源供应器，其中当第一晶体管 开启时，第二晶体管为低电流流通状态；当第一晶体管关闭时，第二 晶体管为开启或低电流流通状态。
14. 如权利要求9所述的切换式电源供应器，其中该脉宽调变控 制电路仅针对第一晶体管需要之波形产生脉宽调变讯号。
15. 如权利要求9所述的切换式电源供应器，其中该参考电压为 可变电压。
16. 如权利要求15所述的切换式电源供应器，其中更包含有一个 锁相回路，此锁相回路控制该参考电压。
17. 如权利要求9所述的切换式电源供应器，其中该切换式电源 供应器为降压型、升压型、反压型三者之一。
18. —种切换式电源供应器，包含第一晶体管、第二晶体管、与电感器，相互电连接于一共同节点；脉宽调变控制电路，用以产生脉宽调变讯号；运算放大器，将流过该电感器的电流，与一参考电流相比较；以及多路电路，其第一输入为该运算放大器之输出，第二输入为该脉 宽调变控制电路之输出，此多路电路根据流过该电感器的电流，决定 选择其输入之一；多路电路的输出控制第二晶体管的栅极。
19. 如权利要求18所述的切换式电源供应器，其中第二晶体管至少具有开启与低电流流通两种状态。
20. 如权利要求19所述的切换式电源供应器，其中该低电流流通 状态在切换初期之电流量较后期为高。
21. 如权利要求19所述的切换式电源供应器，其中当第一晶体管 开启时，第二晶体管为关闭；当第一晶体管关闭时，第二晶体管为开 启或低电流流通状态。
22. 如权利要求19所述的切换式电源供应器，其中当第一晶体管 开启时，第二晶体管为低电流流通状态；当第一晶体管关闭时，第二 晶体管为开启或低电流流通状态。
23. 如权利要求18所述的切换式电源供应器，其中该脉宽调变控 制电路仅针对第一晶体管需要之波形产生脉宽调变讯号。
24. 如权利要求18所述的切换式电源供应器，其中该参考电压为 可变电压。
25. 如权利要求24所述的切换式电源供应器，其中更包含有一个 锁相回路，此锁相回路控制该参考电压。
26. 如权利要求18所述的切换式电源供应器，其中该切换式电源 供应器为降压型、升压型、反压型三者之一。
全文摘要
本发明提出一种降低切换式电源供应器中之切换震荡的方法与电路，在该切换式电源供应器中包含两个晶体管，且该两晶体管不会同时进入关闭状态。本发明中可进一步设置锁相回路，以使脉宽调变控制电路之输出频率等于一设定频率。本发明与同步切换式电源供应器相较，具有节省能耗的优点，并能够大幅缩短震荡期间。
文档编号H02M3/156GK101272093SQ20071008780
公开日2008年9月24日 申请日期2007年3月19日 优先权日2007年3月19日
发明者戴良彬, 曾国隆, 黄建荣 申请人:立锜科技股份有限公司