专利名称：自激式振荡电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种自激式振荡电路。
背景技术：
图10是表示如日本专利公报特开平6—70461号(以下称作"专利文献l")所示的 以往的电源装置的电路图。在图10中，如果电源部300连接在端子3a、 3b上，就通过偏 压电阻R100向电容C200供电。由此，电容C200得以充电，偏压电压V100上升。而 且，在偏压电压V100作用下，如果栅极源极间电压V200超过场效应晶体管Q100的阈 值电压，场效应晶体管Q100就导通。由此，流过漏极电流IIOO，漏极电压V300下降， 线圈L100的两端出现电位差。与之相伴，在线圈L300的两端感应出电压，栅极电压V400 进一步上升。
另一方面，如果根据漏极电流IIOO的大小使晶体管Q200导通截止的偏压电阻R310、 R320间的电压上升，向晶体管Q200提供基极电流，则晶体管Q200就导通。由此，场 效应晶体管Q100的栅极电压V400下降，场效应晶体管Q100截止。
从而，可大幅度縮短接通电源时场效应晶体管Q100达到导通的时间，能适量抑制由 漏极电流1100造成的蓄积能量，降低场效应晶体管Q100截止后产生的回扫电压(flyback voltage)。
然而，在以往的电源装置中，当采用例如提供10W以下的低电力的电源部300时， 为了向负载400输出与连接提供高电力的电源部300时同等程度的电力，需延长场效应晶 体管Q100的导通时间。因此，在以往的电源装置中，由漏极电流1100流动引起的偏压 电阻R310、 R320的能量损耗会增大。
发明内容
本发明的目的在于提供一种能够降低偏压电阻的能量损耗的自激式振荡电路。
本发明的自激式振荡电路包括谐振电路，具备谐振电容及谐振线圈，并向负载装置 输出电力；开关元件，与上述谐振电路串联连接；反馈线圈，将上述谐振线圈中产生的电压正反馈并输出至上述开关元件的控制端子；断开晶体管，将上述开关元件断开；断开电 容，向上述断开晶体管的控制端子输出控制电压；偏压电阻，以与上述开关元件导通时流 过的导通电流相应大小的电压，对上述断开电容进行充电；充电部，对上述断开电容进行 充电，以防止上述控制电压成为比上述断开晶体管的阈值电压还低的指定的偏压电压以下 的电压。
在上述结构的自激式振荡电路中，断开电容，从蓄积有指定量的电荷的状态开始被充 入电荷，通过断开电容，断开晶体管被导通。因此，即使偏压电阻的电阻值小，也可将断 开晶体管达到导通的时间保持为一定的值，从而可降低偏压电阻的能量损耗。
图l表示适用了本发明的第一实施例所涉及的自激式振荡电路的供电系统的整体结构图。
图2表示图l所示的自激式振荡电路的电路图。
图3表示图2的自激式振荡电路的时序图，其中，(a)表示晶体管的源极 漏极间 的电压，(b)表示晶体管的漏极电流，(c)表示断开晶体管的基极 发射极间的电压， (d)表示晶体管的导通 截止时序，(e)表示断开晶体管的导通 截止时序。
图4表示通过电阻R3将断开电容C3连接到电源部50时的自激式振荡电路1的主要 部分。
图5表示通过电阻R3将断开电容C3连接到电源部50时的自激式振荡电路1的主要 部分。 -
图6表示在电动剃须刀清洗器200中适用了第二实施例所涉及的自激式振荡电路la 时的电动剃须刀系统的整体结构图。
图7表示自激式振荡电路的电路图。
图8表示第三实施例所涉及的自激式振荡电路的电路图。
图9表示第四实施例所涉及的自激式振荡电路的电路图。
图10是表示专利文献1所示的以往的电源装置的电路图。
具体实施例方式
下面，结合附图对本发明所涉及的实施例进行说明。此外，各图中标注相同符号的结 构表示相同的结构，省略其说明。(第一实施例)
图l表示适用了本发明的第一实施例所涉及的自激式振荡电路的供电系统的整体结构 图。图2表示图l所示的自激式振荡电路的电路图。
在图1中，该供电系统包括供电部2及连接器3。供电部2，例如如图2所示，具有 反馈部20、电阻R3、断开电容(turn-off capacitor)C3、偏压部40、晶体管Ql、偏压电 阻Rl、基极电阻R2、断开晶体管(turn-off transistor)Trl及电源部50。供电部2将由家 用商用电源所提供的例如100V 240V的交流电压转换成例如5V(例如功率6W、电流 1.2A)的直流电压，并生成高频电力，通过连接器3向负载装置IOO供电。负载装置IOO 采用例如电动剃须刀，通过由供电部2提供的电力进行充电。连接器3具备图l(应为图 2)所示的谐振电路10。
另外，供电系统具有自激式振荡电路l、电源部50及负载装置100。自激式振荡电路 1是以非接触方式对负载装置100进行充电的非接触式充电电路。自激式振荡电路1包括 谐振电路IO、反馈部20、电阻R3、断开电容C3、偏压部40、晶体管Ql、偏压电阻R1、 基极电阻R2及断开晶体管Trl。
谐振电路10具有并联连接的谐振电容Cl和谐振线圈Ll，向磁耦合的负载装置100 供电。
反馈部20具有反馈线圈L2及电阻R4。反馈线圈L2与谐振线圈Ll磁耦合，将谐振 线圈L1中产生的电力正反馈，并通过电阻R4将该电力输出至晶体管(开关元件)Ql的 栅极。
断开电容C3并联连接在断开晶体管Trl的基极与发射极之间。断开电容C3，-通过由 电源部50经由电阻R3输出的电压、与晶体管Q1的漏极电流(导通电流)Id相应的来自 偏压电阻R1的电压而被充电，并向断开晶体管Trl的基极(控制端子)输出电压(控制 电压)Vb。
电阻R3连接在与电源部50的正极端子连接的电源端子A与断开晶体管Trl的基极 之间。电阻R3将从电源部50输出的电压输出至断开电容C3，持续对断开电容C3进行 充电，以防止电压Vb成为比断开晶体管Trl的阈值电压还低的预先设定的指定的偏压电 压以下的电压。
晶体管Ql由n沟道场效应晶体管构成，漏极连接在谐振电路10，源极连接在偏压电 阻R1。
偏压电阻Rl的一端经由基极电阻R2连接在断开晶体管Trl的基极，另一端连接在与电源部50的负极端子连接的电源端子B。
断开晶体管Trl的集电极连接在晶体管Ql的栅极，发射极连接在电源端子B。而且， 当漏极电流Id的大小达到指定大小、电压Vb超过指定的阈值电压(例如0.6V)时，断 开晶体管Trl就导通，放出晶体管Q1的栅极容量，使晶体管Q1截止。由此，漏极电流 Id被限制在一定大小以下。
偏压部40具有电阻(起动电阻)R5及电容(起动电容)C2，电阻R5与电容C2串 联连接。偏压部40根据从电源部50输出的电压，生成用于使晶体管Ql导通的偏压电压， 并通过反馈部20输出至晶体管Ql的栅极。电阻R5连接在电源端子A与反馈线圈L2之 间。电容C2连接在电源端子B与反馈线圈L2之间。gp,反馈部20连接在串联连接的电 阻R5与电容C2的连接点。电源端子A连接在电源部50的正极端子，电源端子B连接 在电源部50的负极端子。
负载装置100具有例如线圈L3、 二极管Dl及二次电池101。线圈L3与谐振线圈 Ll逆相地磁耦合，产生相位与谐振线圈Ll的电压VL1相差180度的电压。二极管D1 对线圈L3中产生的电压进行整流。二次电池101通过由二极管Dl整流得到的电压被充 电。
接着，对图2所示的自激式振荡电路1的动作进行说明。图3表示图2的自激式振荡 电路的时序图。其中，(a)表示晶体管的源极-漏极间的电压，(b)表示晶体管的漏极电 流，(c)表示断开晶体管的基极-发射极间的电压，(d)表示晶体管的导通"截止时序， (e)表示断开晶体管的导通"截止时序。
如果电源部50输出指定的直流电压(例如5V)，电容C2被充电，晶体管Ql的栅 极电压VG上升。如果栅极电压VG达到晶体管Ql的阈值电压，晶体管Ql导通(时间 点T1)，流过漏极电流Id，对谐振电容C1及断开电容C3进行充电。
如果断开电容C3被充电、电压Vb超过断开晶体管Trl的阈值电压，断开晶体管Trl 导通(时间点T2)，晶体管Q1的栅极容量被放电。由此，电压VG下降，如果电压VG 低于晶体管Q1的阈值电压，晶体管Q1截止(时间点T3)。
如果晶体管Q1截止(时间点T3)，漏极电流Id急剧减小，漏极电流Id变为O。如 果漏极电流Id变为0，断开电容C3放电，电压Vb下降，如果电压Vb低于断开晶体管 Trl的阈值电压，断开晶体管Trl截止(时间点T4)。
如果断开晶体管Trl截止，断开电容C3开始放电，电压Vb开始下降。在此，断开 电容C3通过电阻R3与电源部50连接，由电源部50提供电流Ir3,因此，如果电压Vb
6下降到预先设定的指定值就停止放电，将电压Vb保持为偏压电压。此外，设定电阻R3、 R2、 R1及断开电容C3的值，使得偏压电压保持为低于断开晶体管Trl的阈值电压的指 定值(例如断开晶体管Trl的阖值电压的0.1、 0.2、 0.3、 0.4等值)。另夕卜，将电阻R5 与电容C2间的时间常数被设定为大于R3与断开电容C3间的时间常数，断开电容C3通 过电阻R3被充电，电压Vt达到断开晶体管Trl的阈值电压的速度比晶体管Ql导通的 速度快。由此，断开晶体管Trl可切实地对晶体管Ql进行截止。
另一方面，如果晶体管Ql截止，谐振电路10开始谐振，随着谐振线圈Ll的电压 VL1的变化，电压Vd以大致呈向上凸起的正弦曲线变化。在此，反馈线圈L2与谐振线 圈L1同相进行磁耦合。因此，在反馈线圈L2产生的电压VL2以大致呈向下凸起的正弦 曲线变化，与此相伴，电压VG变化，如果超过晶体管Ql的阈值电压，晶体管Q1就导 通(时间点T5)。
如果晶体管Q1导通，就有漏极电流Id流过，断开电容C3被充电，电压Vb超过断 开晶体管Trl的阈值电压而再次导通(时间点T6),晶体管Q1再次截止(时间点T7)。 自激式振荡电路1反复进行以上动作，向负载装置100供电。
在此，探讨一下断开电容C3不通过电阻R3连接于电源部50的结构。根据此结构， 由于断开电容C3不从电源部50接受供电，因此，蓄积的电荷全部被放电，持续放电直到 电压Vt变成O。因此，为了使断开晶体管Trl导通，断开电容C3必须从电荷为O的状 态开始充电，而要在一定时间内使电压Vb达到断开晶体管Trl的阈值电压，需增大偏压 电阻R1的值。其结果，导致因晶体管Ql导通时流过的漏极电流Id造成的偏压电阻Rl 的能量损耗变大。 -
另一方面，在上述自激式振荡电路1中，断开电容C3通过电阻R3与电源部50连接。 因此，在晶体管Q1截止期间，断开电容C3使电压Vb的值保持为一定的值(偏压电压)。 因此，断开电容C3从蓄积有预先设定的指定量的电荷的状态开始充电，只要被充电至达 到断开晶体管Trl的阈值电压的电荷，就可使断开晶体管Trl导通。具体而言，当将电源 部50所输出的电压设为5V、电阻R3设为16kQ、基极电阻R2设为lkQ、并忽视偏压 电阻R1时，断开晶体管Trl的基极始终存在0.29V左右的偏压电压。因此，为使断开晶 体管Trl导通，只要之后对断开电容C3充入约0.3V的电荷即可。
其结果，即使减小偏压电阻R1的值，也可在一定时间内使断开晶体管Trl导通，从 而可降低晶体管Ql导通时流过的漏极电流Id所引起的偏压电阻Rl的能量损耗。
接着，对通过连接电阻R3而构成的自激式振荡电路1的作用进行更为详细的说明。
7图4表示不通过电阻R3将断开电容C3连接于电源部50时的自激式振荡电路1的主要部 分，图5表示通过电阻R3将断开电容C3连接于电源部50时的自激式振荡电路1的主要 部分。此外，图4及图5中未作图示处的电路结构与图2的电路结构相同。
在如图4所示的电路中，为简化说明，将漏极电流Id设为固定值、将流过偏压电阻 Rl的电流设为Il (二qr (t))、将流过基极电阻R2的电流设为I2 (=q2' (t))、将 断开电容C3的静电容量设为C、将偏压电阻Rl的电阻值设为Rl、并且将基极电阻R2 的电阻值设为R2时，得出下面的电路方程式。此外，ql' (t)表示电荷ql (t)的微分， q2' (t)表示电荷q2的微分，t表示时间。
Id二ql' (t) +q2' (t)
ql' (t) xRl = q2' (t) xR2 + q2 (t) /C
ql (0) =R2xId/ (Rl + R2)
q2 (0) =0
化简上式，可用下式表示断开电容C3的电压Vcl (t)。
Vcl (t) =exp (—t/C (Rl+R2) ) x ( — l+exp (t/C (Rl + R2) ) xldxRl
利用此式求出电压Vcl (t)达到断开晶体管Trl的阈值电压的时间，从而决定从晶 体管Ql导通、开始流过漏极电流Id至断开晶体管Trl导通为止的导通时间tl。
如图5所示的电路中也同样，将晶体管Q1导通、开始流过漏极电流Id的初始状态下 的电压Vb的值、即偏压电压的值设为VB，则得出下面的电路方程式。
Id=qV (t) +q2' (t) ql' (t) xRl = q2' (t) xR2 + q2 (t) /C
ql (0) =R2xId/ (R1 + R2)
q2 (0) =VB
化简上式，可用下式表示断开电容C3的电压Vc2 (t)。
Vc2 (t) =exp (—t/C (Rl+R2) ) x (OVB —Old'Rl + Oexp (t/C (Rl + R2)) xldxRl) /C
通过将先前求出的导通时间tl代入该式求出Rl。在此，由于难以通过Vc2 (t)得出 Rl的解析解，因此，将Vcl (t) 二0.6V、 R1二1Q、 R2 = lkQ、 C = 4700pF、 Id = 5A 代入Vcl (t) —式中求导通时间tl，则得出tl二6.0xl0—7。将该导通时间tl代入Vc2 (t) 一式中，并且将Vc2 (t) =0,6V、 R2二lkQ、 C = 4700pF、 Id二5A、 VB二0.3V代入Vc2 (t) 一式中，利用Vc2 (t) —式求R1，则得出R1二0.56Q。艮P，在如图5所示的电路中，可将偏压电阻R1的电阻值设为0.56Q，可使偏压电阻 Rl的能量损耗为相对于如图4所示的电路的0.56倍。此外，根据计算，在图5所示的电 路中，VB、 Id的值越大偏压电阻Rl的电阻值可设得越小。
综上所述，根据第一实施例所涉及的自激式振荡电路1，由于断开电容C3通过电阻 R3与电源部50连接，因此，即使在晶体管Q1的截止期间，断开电容C3也使电压Vb 保持在一定的偏压电压。因此，即使减小偏压电阻R1的电阻值，也可将导通时间tl保持 在一定的值，从而可降低偏压电阻R1的能量损耗。
此外，由于断开电容C3通过电阻R3连接于电源部50，因此，即使在晶体管Q1截 止的期间，电流仍会流过电阻R3、 Rl、 R2。在此，设定电阻R3、 Rl、 R2的电阻值，使 得流过电阻R3的电流Ir3的值明显小于漏极电流Id,因此，在晶体管Q1截止期间的偏 压电阻R1的能量损耗比在晶体管Ql导通期间的偏压电阻R1的能量损耗小很多，甚至可 忽略不计。
(第二实施例)
下面，对本发明第二实施例所涉及的自激式振荡电路进行说明。图6表示在电动剃须 刀清洗器200中适用了第二实施例所涉及的自激式振荡电路la时的电动剃须刀系统的整 体结构图。图7表示自激式振荡电路la的电路图。电动剃须刀系统包括电源部50、电动 剃领刀请洗器—200及负载装置100。—此外，在第二实施例中，对与第一实施例相同的构成 要素标注相同的附图标记，并省略其说明。
图6所示的电动剃须刀清洗器200包括电磁感应加热变压器201、电磁感应加热电路 202及风扇203。电磁感应加热变压器201包括例如图7所示的谐振电路10，向构成负载 装置100的电动剃须刀的刀头102供电，通过使涡流流过刀头102来对刀头102进行加 热。电磁感应加热电路202包括图7所示的反馈部20、电阻R3、断开电容C3、偏压部 40、晶体管Q1、偏压电阻R1、基极电阻R2及断开晶体管Trl、 二极管D2及电阻R6。 并且，电磁感应加热变压器201及电磁感应加热电路202构成自激式振荡电路la。
风扇203在干燥刀头102时驱动，通过向刀头102送风来促进刀头102的干燥。
作为负载装置100的电动剃须刀，例如由用户在使用后被放置于电动剃须刀清洗器 200的剃须刀载置部204上，通过未图示的清洗机构向刀头102提供清洗液来清洗刀头 102。并且，如果利用清洗液进行的清洗结束，就由电磁感应加热变压器201向刀头102 供电使刀头102中产生涡流，同时由风扇203送风使刀头102干燥。相对于图2所示的自激式振荡电路1，图7所示的自激式振荡电路la，在谐振电路 10与晶体管Ql的漏极之间还连接有并联连接的二极管D2及电阻R6。即使连接了二极 管D2及电阻R6，自激式振荡电路la也与自激式振荡电路l同样地进行动作。在此，通 过连接二极管D2及电阻R6，可防止从晶体管Q1截止、谐振电路10开始谐振到晶体管 Ql再次导通为止的期间内电流流过晶体管Ql的体二极管(Body Diode)而谐振电路10所 蓄积的能量回馈至电源部50。特别是在电源部50具有连接于电源端子A、 B之间的电解 电容时，该回馈会变大。此外，如果能量回馈至电源部50，自激式振荡电路la的振荡频 率就降低，感应加热能力减弱。
在电源部50的输出电力的最大值为6W左右的情况下，由于风扇203会消耗例如1W 的电力，因此，需要利用剩余的5W左右的电力干燥刀头102。在此，当将电源部50输 出的电压设为5V (电流为1.2A)时，由于刀头102薄至数10nm，并且与电磁感应加热 变压器201之间的间隔也较大，因此，电磁感应加热变压器201产生的磁通对刀头102 的匝数变少。为了增多该磁通匝数需要增大漏极电流Id，但如此一来会导致偏压电阻Rl 的损耗有时会达到3 4W，结果造成无法加热刀头102。
因此，在自激式振荡电路la中，如图7所示，断开电容C3和电源部5通过电阻R3 连接，因此可减小偏压电阻Rl的电阻值，减少偏压电阻Rl的能量损耗，可更有效地千 燥刀头102。
^^卜』M式振荡电路la中i^3相对于5V仅为2 3%左右的输入变动较小的AC 适配器所构成的电源部50直接施加电压。因此，施加于断开晶体管Trl的基极的电压较 为稳定，可减小晶体管Q1的导通时间的偏差。
综上所述，根据第二实施例所涉及的自激式振荡电路la，断开电容C3和电源部5通 过电阻R3连接，因此，可减小偏压电阻R1的电阻值，从而可减少偏压电阻R1的能量损 耗，可更有效地干燥刀头102。另外，由于连接了电阻R6与二极管D2，因此，可防止能 量从谐振电路10回馈至电源部50，从而可防止自激式振荡电路la的振荡频率下降，感 应加热能力减弱。
(第三实施例)
下面，对本发明第三实施例所涉及的自激式振荡电路lb进行说明。图8表示第三实 施例所涉及的自激式振荡电路lb的电路图。此外，在第三实施例中，对与第一、第二实 施例相同的构成要素标注相同的附图标记，并省略其说明。自激式振荡电路lb以将电阻R3连接在并联稳压器(shunt regulator)TLl与断开电容 C3之间为特征。
并联稳压器TL1的阴极通过电阻R7连接于电源端子A，阳极连接于电源端子B，基 准端子(reference terminal)通过电阻R3连接于断开电容C3。此外，由并联稳压器TL1、 电阻R7及电阻R3构成充电部。作为并联稳压器TL1，例如可采用东芝产的TL431。由 此，并联稳压器TL1的基准电压(reference voltage)通过电阻R3施加于断开电容C3上， 可将因来自电源部50的输入电压的偏差所引起的电压Vb的偏差抑制到最小限度，稳定晶 体管Q1的导通时间，其结果，自激式振荡电路lb可向负载装置100提供稳定的电力。
综上所述，根据第三实施例所涉及的自激式振荡电路lb，由于具有并联稳压器TLl, 因此，不仅具有与第一、第二实施例相同的作用效果，而且还能向负载装置100提供稳定 的电力。
(第四实施例)
下面，对本发明第四实施例所涉及的自激式振荡电路lc进行说明。图9表示第四实 施例所涉及的自激式振荡电路lc的电路图。此外，在第四实施例中，对与第一、第二、 第三实施例相同的构成要素标注相同的附图标记，并省略其说明。
自激式振荡电路lc以将电阻R3连接于DC/DC转换器60及微电脑(微型计算机) 70间的连接点Pl与断开电容C3之间为特征。DC/DC转换器60将从电源部50输出的 电压(例如5V)降压到微电脑70的驱动电压(例如3V)。此外，由DC/DC转换器60、 微电脑70及电阻R3构成充电部。
微电脑70接受DC/DC转换器60降压后的电压作为驱动电压并生成基准电压，向电 阻R3输出。在此，微电脑70具有可生成稳定的标准电压的电压生成电路，因此，可生成 电压变动较小的稳定的标准电压。其结果，来自微电脑70的标准电压通过电阻R3施加于 断开电容C3上，因此，可将因来自电源部50的输入电压的偏差所引起的电压Vb的偏差 抑制到最小限度。因此，晶体管Q1的导通时间趋于稳定，其结果，可向负载装置100提 供稳定的电力。
综上所述，根据第四实施例所涉及的自激式振荡电路lc，由于微电脑70的标准电压 通过电阻R3输出至断开电容C3，因此，不仅具有与第一、第二、第三实施例相同的作用 效果，还能向负载装置IOO提供稳定的电力。
本说明书公开了上述各种发明，其中的主要发明可归纳如下。
11第一技术方案所涉及的自激式振荡电路包括谐振电路，具备谐振电容及谐振线圈， 并向负载装置输出电力；开关元件，与上述谐振电路串联连接；反馈线圈，将上述谐振线 圈中产生的电压正反馈并输出至上述开关元件的控制端子；断开晶体管，对上述开关元件 进行断开；断开电容，向上述断开晶体管的控制端子输出控制电压；偏压电阻，以与上述 开关元件导通时流过的导通电流相应大小的电压对上述断开电容进行充电；以及充电部， 对上述断开电容进行充电以防止上述控制电压成为比上述断开晶体管的阈值电压还低的 指定的偏压电压以下的电压。
根据该结构，由充电部对断开电容进行充电，从而防止输出至断开晶体管的控制端子 的控制电压成为比断开晶体管的阈值电压还低的指定的偏压电压以下的电压。因此，只要 从蓄积有指定量的电荷的状态开始直到达到断开晶体管的阈值电压为止对断开电容充入 电荷，就可使断开晶体管导通。因此，即使偏压电阻的电阻值较小，仍可将达到断开晶体 管导通的时间保持为一定的值，从而可降低偏压电阻中的能量损耗。
另外，第二技术方案所涉及的自激式振荡电路是第一技术方案所涉及的自激式振荡电 路，上述充电部具有将对上述自激式振荡电路供电的电源部所输出的电压输出至上述断开 电容的偏压电阻。
根据该结构，可通过在电源部与断开电容之间连接电阻的简单结构，就可对断开电容 进行充电，从而防止控制电压成为一定的偏压电压以下的电压。
另外，第三技术方案所涉及的自激式振荡电路是第二技术方案所涉及的自激式振荡电 路，上述充电部具有使上述电源部所输出的电压保持稳定、并通过上述偏压电阻输出至上 述断开电容的稳压部。
根据该结构，可将来自电源部的输入电压的偏差抑制到最小限度，向断开晶体管的控 制端子输出稳定的漏极电压。其结果，振荡电路可向负载装置提供稳定的电力。
另外，第四技术方案所涉及的自激式振荡电路是第二或第三技术方案所涉及的自激式 振荡电路，还包括连接于上述电源部的正极端子的起动电阻；连接于上述电源部的负极 端子及上述起动电阻之间的起动电容，其中，上述开关元件的控制端子通过上述反馈线圈 与上述起动电阻与上述起动电容间的连接点连接，上述起动电容与上述起动电阻间的时间 常数大于上述断开电容与上述偏压电阻间的时间常数。
根据该结构，断开晶体管达到导通的速度快于开关元件达到导通的速度，从而断开晶 体管能可靠地断开开关元件。
另外，第五技术方案所涉及的自激式振荡电路为第一至第四技术方案中的任一项所涉及的自激式振荡电路，上述电源部提供10W以下的电力。
根据该结构，由于可降低偏压电阻的能量损耗，因此，即使自激式振荡电路使用提供 IOW以下的电力的电源部，仍可向负载装置提供稳定的电力。
另外，第六技术方案所涉及的自激式振荡电路是第一至第五技术方案中的任一项所涉 及的自激式振荡电路，上述谐振线圈对上述负载装置进行非接触式充电或电磁感应加热。
根据该结构，由于可降低偏压电阻的能量损耗，因此，可提供适合对负载装置进行非 接触式充电或电磁感应加热的自激式振荡电路。
为表述本发明，上文结合附图并通过实施例对本发明进行了适当且充分的说明，但应 当认识到，只要是本行业人士就可较为容易地变更及/或改良上述实施方式。因而，只要本 行业人士所实施的变更实施方式或改良实施方式不超出权利要求所记载的权利要求项的 权利范围，则该变更实施方式或该改良实施方式均可解释为属于上述权利要求项的权利范 围之内。
产业上的可利用性 根据本发明，可提供一种能降低偏压电阻的能量损耗的自激式振荡电路。
权利要求
1. 一种自激式振荡电路，其特征在于包括谐振电路，具备谐振电容及谐振线圈，并向负载装置输出电力；开关元件，与所述谐振电路串联连接；反馈线圈，将所述谐振线圈中产生的电压正反馈并输出至所述开关元件的控制端子；断开晶体管，将所述开关元件断开；断开电容，向所述断开晶体管的控制端子输出控制电压；偏压电阻，以与所述开关元件导通时流过的导通电流相应大小的电压，对所述断开电容进行充电；充电部，对所述断开电容进行充电，以防止所述控制电压成为比所述断开晶体管的阈值电压还低的指定的偏压电压以下的电压。
2. 根据权利要求l所述的自激式振荡电路，其特征在于，所述充电部包括将对所述 自激式振荡电路供电的电源部所输出的电压输出至所述断开电容的偏压电阻。
3. 根据权利要求2所述的自激式振荡电路，其特征在于，所述充电部还包括使所述 电源部所输出的电压保持稳定、并通过所述偏压电阻输出至所述断开电容的稳压部。
4. 根据权利要求2或3所述的自激式振荡电路，其特征在于还包括 .连接在所述电源部的正极端子的起动电阻；连接在所述电源部的负极端子及所述起动电阻之间的起动电容，其中，所述开关元件的控制端子经由所述反馈线圈与所述起动电阻与所述起动电容之 间的连接点连接，所述起动电容与所述起动电阻之间的时间常数大于所述断开电容与所述偏压电 阻之间的时间常数。
5. 根据权利要求1 4中任一项所述的自激式振荡电路，其特征在于，所述电源部提 供10W以下的电力。
6. 根据权利要求1 5中任一项所述的自激式振荡电路，其特征在于，所述谐振线圈 对所述负载装置进行非接触式充电或电磁感应加热。
全文摘要
本发明提供一种自激式振荡电路，具备断开晶体管(Tr1)，将晶体管(Q1)截止；断开电容(C3)，向断开晶体管(Tr1)的基极输出电压(Vb)；偏压电阻(R1)，以与晶体管(Q1)导通时流过的漏极电流(Id)相应大小的电压，对断开电容(C3)进行充电，其中，在断开电容(C3)与电源部(50)之间连接有电阻(R3)。由此，断开电容(C3)蓄积电荷以免电压(Vb)处于指定的偏压电压以下，可以减小偏压电阻(R1)，降低偏压电阻(R1)的能量损耗。
文档编号H02M3/28GK101473517SQ200780022869
公开日2009年7月1日 申请日期2007年4月24日 优先权日2006年6月21日
发明者北村浩康 申请人:松下电工株式会社