双端绝缘型dc-dc转换器的制作方法

专利名称：双端绝缘型dc-dc转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种半桥型DC-DC转换器、推挽型DC-DC转换器、全桥 型DC-DC转换器等双端绝缘型DC-DC转换器。
背景技术：
图1示出现有的双端绝缘型DC-DC转换器的例子。此双端绝缘型 DC-DC转换器120包括:外部驱动电路114，图腾柱(totem pole)驱动器 116、 118， DC电平移位器121，第1 '第2开关驱动器122、 124，初级端 开关Q1、 Q2，主变压器T1，信号传输变压器T2，第1*第2同步整流器 Q3、 Q4，第l、第2、第3、第4开关Q5、 Q6、 Q7、 Q8，扼流圈Lo，输 出平滑电容器Co，电阻R1、 R2、 R3、 R4，电容器C1、 C2、 C3、 C4， 二 极管D1、 D2、 D3、 D4。在图1所示的双端绝缘型DC-DC转换器中，如果从输入直流电源Vin 施加直流电压，则初级端开关Ql和Q2交替地进行开关动作将直流电转 换为交流电。此交流电在主变压器T1中从初级端电路传输给次级端电路， 由第1 第2同步整流器Q3、 Q4整流，用扼流圈Lo、输出平滑电容器 Co进行平滑，再次转换为直流。利用省略图示的反馈电路进行输出电 压的检测、基于与基准电压的比较的误差信号的产生、从次级端电路向初 级端电路的误差信号的传输，PWM控制电路输出第1 第2PWM信号。 第1PWM信号用二极管D1、电阻R1、电容器C1来使上升延迟，第2PWM 信号用二极管D2、电阻R2、电容器C2来使上升延迟，并被分别输入到 驱动器。驱动器根据输入信号产生初级端开关Q1、 Q2的栅极驱动信号。 同时，第1 第2PWM信号被输入到信号传输变压器T2，成为在变压器 线圈电压的第1极性中呈现出第1PWM信号、在第2极性中呈现出第 2PWM信号的合成信号，并被传输到次级端电路。在将传输的合成信号加 在DC电平移位器121上后，图腾柱驱动器116、 118的驱动电压的DC电导通期间扩大，按与初级端开关Q1、Q2大致互补的时刻来驱动第1、第2同步整流器Q3、 Q4。 专利文献l: JP特表2003-511004号公报发明内容图1所示的现有的双端绝缘型DC-DC转换器中，由于按大致互补的 时刻来驱动初级端开关Ql、 Q2和第1 第2同步整流器Q3、 Q4，所以 不存在主变压器Tl的次级线圈输出电流流过同步整流器的寄生二极管的 期间，并且还不因同步整流器驱动时刻的偏差而产生短路电流，因此能实 现高效的电力转换操作。但是，在图1所示的现有的双端绝缘型DC-DC转换器中，由于在初 级端电路中合成第l ，第2PWM信号、在次级端电路中分离，所以需要合 成，分离电路，存在所谓电路结构复杂的问题。由于信号传输变压器T2 需要以开关频率(几十kHz)来传输信号，所以就会需要例如lOOuH以 上的比较大的电感。因此，必然地，信号传输变压器T2的外形变大，转 换器整体的小型 轻型化是困难的。因此，本发明的目的在于，提供一种不仅按大致互补的时刻来驱动初 级端的开关和次级端的同步整流器这样维持高效的电力转换而且整体上 实现小型 轻型化的双端绝缘型DC-DC转换器。本发明提供一种双端绝缘型DC-DC转换器，包括至少具有初级线 圈及次级线圈的主变压器(8)，连接到该主变压器的初级端的第1功率开 关及第2功率开关(Ql、 Q2)，对第1功率开关及第2功率开关(Ql、 Q2)进行开关控制的初级端控制电路(70、 80、 90)，连接到上述主变压 器的次级端的第1同步整流器及第2同步整流器(11、 12)，和至少1个 扼流圈(13)，该双端绝缘型DC-DC转换器特征在于，包括第1边缘信号产生电路(71)，其根据来自上述初级端控制电路的信 号，产生基本上对应于上述第1功率开关的导通及截止的时刻的第1截止 边缘信号及第1导通边缘信号；和第2边缘信号产生电路(72)，其根据 来自上述初级端控制电路的信号，产生基本上对应于上述第2功率开关的 导通及截止的时刻的第2截止边缘信号及第2导通边缘信号；传输上述第1截止边缘信号及上述 第1导通边缘信号；和第2脉冲变压器(10)，其向次级端传输上述第2 截止边缘信号及上述第2导通边缘信号；以及第1同步整流器控制电路(73)，其用由上述第1脉冲变压器(9)传 输的第l截止边缘信号(E)截止上述第1同步整流器(11)，用由上述第 1脉冲变压器(9)传输的第1导通边缘信号(F)导通上述第1同步整流 器(9);和第2同步整流器控制电路(74)，其用由上述第2脉冲变压器 (10)传输的第2截止边缘信号(G)截止上述第2同步整流器(12)，用 由上述第2脉冲变压器(10)传输的第2导通边缘信号(H)导通上述第 2同步整流器(12)，按大致互补的时刻来驱动上述第1功率开关(4)和上述第1同步整 流器(11)，按大致互补的时刻来驱动上述第2功率开关(5)和上述第2 同步整流器(12)。上述初级端控制电路(70、 80、 90)具备下述延迟特性，目卩，在上述 第1截止边缘信号(E)的产生后，使第1功率开关(4)的导通滞后于上 述第1同步整流器(11)的截止，在上述第2截止边缘信号(G)的产生 后，使第2功率开关(5)的导通滞后于上述第2同步整流器(12)的截 止。设置第1同步整流器侧延迟电路(76、 46)，其在上述第1导通边 缘信号(F)的产生后，使第1同步整流器(11)的导通滞后于上述第1 功率开关(4)的截止；以及第2同步整流器侧延迟电路(77、 47)，其在 上述第1导通边缘信号(F)的产生后，使第2同步整流器(12)的导通 滞后于上述第2功率开关(5)的截止。上述第1同步整流器侧延迟电路(76)包括延迟时间控制电路，该延 迟时间控制电路检测出上述第1同步整流器(11)的漏极电压、上述主变 压器(8)的线圈电压、上述扼流圈(13)的电压中至少任意一个的变化， 在上述第1同步整流器(11)的漏极电压变化的时刻停止上述延迟；上述 第2同步整流器侧延迟电路(77)包括延迟时间控制电路，该延迟时间控 制电路检测出上述第2同步整流器(12)的漏极电压、上述主变压器(8) 的线圈电压、上述扼流圈(13)的电压中至少任意一个的变化，在上述第2同步整流器(12)的漏极电压变化的时刻停止上述延迟。
上述第2功率开关(5)是基准电位对地(GND)不连接的高压侧开 关；上述初级端控制电路包括用上述第2截止边缘信号(G)使上述第2 功率开关(5)导通、用上述第2导通边缘信号(H)使上述第2功率开关 (5)截止的电路。
上述主变压器(8)和第1脉冲变压器及第2脉冲变压器(9、 10)具 备 一对磁芯、和各自独立的线圈，成为等效地作为各自独立的变压器而 起作用的复合变压器。
具体地，上述磁芯(43E、 431)包括中脚(42)、和隔着该中脚而 对置的至少l对外脚，并构成闭合磁路；上述线圈由第l组线圈、第2组 线圈、及第3组线圈构成；其中，上述第l组线圈，以巻绕在上述磁芯的 上述中脚上的至少2个线圈(8A、 8B、 8C)为一组；上述第2组线圈， 空出线圈可布线程度的间隙而将上述1对外脚的一个分离为2个外脚部， 以分别巻绕在该分离的2个外脚部(38、 39)上且使巻绕方向为彼此相反 方向的线圈(9A、 9B)为一组；第3组线圈，空出线圈可布线程度的间 隙而将上述1对外脚的另一个分离为2个外脚部，以分别巻绕在该分离的 2个外脚部(40、 41)上且使巻绕方向为彼此相反方向的线圈(IOA、 10B) 为一组；用上述第1组线圈和上述磁芯构成上述主变压器，用上述第2组 线圈和上述磁芯构成上述第1脉冲变压器，用上述第3组线圈和上述磁芯 构成上述第2脉冲变压器。
发明效果
根据本发明取得如下这样的效果。由于第1 第2脉冲变压器不传输开关频率的信号、而传输脉冲状 的边缘信号，所以例如用几PH的低电感即可，使用小型的脉冲变压器就 能实现小型 轻型化。由于初级端控制电路根据其延迟特性，在第l截止边缘信号(E) 的产生后，使第1功率开关(4)的导通滞后于第1同步整流器(11)的 截止，在第2截止边缘信号(G)的产生后，使第2功率开关(5)的导通 滞后于第2同步整流器(12)的截止，所以能防止因第1功率开关(4)和第1同步整流器(ll)同时导通而导致的短路，以及因第2功率开关(5) 和第2同步整流器(12)同时导通而导致的短路。由于通过第1同步整流器侧延迟电路(76、 46)的作用，在第1 导通边缘信号(F)的产生后，第1同步整流器(11)的导通滞后于第1 功率开关(4)的截止；此外由于通过第2同步整流器侧延迟电路(77、 47)的作用，第2同步整流器(12)的导通滞后于第2功率开关(5)的 截止，所以能防止因第1功率开关(4)和第1同步整流器(11)同时导 通而导致的短路，以及因第2功率开关(5)和第2同步整流器(12)同 时导通而导致的短路。由于通过第1延迟时间控制电路(46)的作用，检测出第1同步整 流器(11)的漏极电压、主变压器(8)的线圈电压、扼流圈(13)的电 压中至少任意一个的变化，按第l同步整流器(11)的漏极电压变化的时 刻停止上述延迟；此外由于通过第2延迟时间控制电路(47)的作用，检 测出第2同步整流器(12)的漏极电压、上述主变压器(8)的线圈电压、 上述扼流圈(13)的电压中至少任意一个的变化，在第2同步整流器(12) 的漏极电压变化的时刻停止上述延迟；所以在第1 第2同步整流器中流 过固定值以上的逆流电流时，因第1 第2延迟时间控制电路的作用延迟 量增大，第1 第2同步整流器的导通时刻延迟，逆流电流被限制。艮P， 与是不是使用同步整流器的转换器无关，都能阻止逆流工作模式。由于第2功率开关(5)是基准电位对地(GND)不连接的高压侧 开关；初级端控制电路，包括用第2截止边缘信号(G)使第2功率开关 (5)导通、用第2导通边缘信号(H)使第2功率开关(5)截止的电路， 所以发挥所谓能削减高压侧驱动器(3)、削减整体的部件成本的效果。由于第1 第2脉冲变压器(9、 10)不传输开关频率的信号、而 传输脉冲状的边缘信号，所以例如用几PH的低电感即可，如果是平面磁 路(planar magnetic path)型的磁芯的话，则巻绕1匝或2匝就能构成， 因此通过将主变压器(8)及第1 第2脉冲变压器(9、 10)设置为具备 一对磁芯、和各自独立的线圈且等效地作为各自独立的变压器来起作用的 复合变压器，从而能几乎不损害主变压器的特性而进行复合化。虽然电路 图上变压器的数目为3个，但由于能一体构成各变压器，实际中用l个变压器完成，转换器的小型化和成本降低成为可能。


图1是专利文献1所示的双端绝缘型DC-DC转换器的电路图。 图2是第1实施方式的双端绝缘型DC-DC转换器的电路图。 图3是图2的主要部分的电压 电流的波形图。
图4是示出在第1实施方式的双端绝缘型DC-DC转换器中使用的复 合变压器的结构的图。
图5是第2实施方式的双端绝缘型DC-DC转换器的电路图。 图6是第3实施方式的双端绝缘型DC-DC转换器的电路图。 图7是第4实施方式的双端绝缘型DC-DC转换器的电路图。。
符号说明 1…输入直流电源 2…PWM控制电路 3…高压侧驱动器 4…第1功率开关 5…第2功率开关 8…主变压器 9…第1脉冲变压器 10…第2脉冲变压器 11…第1同步整流器 12…第2同步整流器 13、 66…扼流圈 15…负载
16…初级端控制电路电源输入部
17、 18、 19、 20、 65、 68…肖特基势垒二极管(SBD)
24、 35、 58…N沟道MOSFET
25、 36、 59…P沟道MOSFET
26、 27、 32、 33、 55、 60、 61…PN二极管200780034260. 29、 30、 63…齐纳二极管
37…次级端控制电路电源输入部
38…E磁芯的第l外脚
39…E磁芯的第2外脚
40…E磁芯的第3外脚
41…E磁芯的第4外脚
42…E磁芯的中脚
43…磁芯
44…构成4层基板的1、 2层的双面基板
45…构成4层基板的3、 4层的双面基板
46…第1延迟时间控制电路
47…第2延迟时间控制电路
50、 53…PNP晶体管
54…自举电路
70、 80、 90…初级端控制电路 71…第1边缘信号产生电路 72…第2边缘信号产生电路 73…第1同步整流器控制电路 74…第2同步整流器控制电路 76…第1同步整流器侧延迟电路 77…第2同步整流器侧延迟电路 78…第1功率开关侧延迟电路 79…第2功率开关侧延迟电路 101 104…双端绝缘型DC-DC转换器
具体实施例方式
《第1实施方式》
图2是第1实施方式的双端绝缘型DC-DC转换器的电路图，图3是 其主要部分的波形图。此外，图4是示出在第1实施方式中使用的变压器 的结构的图。如图2所示，双端绝缘型DC-DC转换器101包括具有初级线圈8A 及次级线圈8B的主变压器8;连接到此主变压器8的初级端的第1功率 开关4及第2功率开关5;对第1 第2功率开关4、 5进行开关控制的初 级端控制电路70;连接到主变压器8的次级端的第1同步整流器11、第2
同步整流器12;以及扼流圈13。
此外，该双端绝缘型DC-DC转换器101包括第1边缘信号产生电 蹄 〃，共丰R做术自个刀级乂而:K市'J屯iE各/U H'、J1曰5，广'土整斗、工"J/^丁第1功 率开关4的导通及截止的时刻的第1截止边缘信号及第1导通边缘信号； 和第2边缘信号产生电路72，其根据来自初级端控制电路70的信号，产 生基本上对应于第2功率开关5的导通及截止的时刻的第2截止边缘信号 及第2导通边缘信号。
此外，该双端绝缘型DC-DC转换器101包括第1脉冲变压器9， 其向次级端传输第1截止边缘信号及第1导通边缘信号；第2脉冲变压器 10，其向次级端传输第2截止边缘信号及第2导通边缘信号；以及第l同 步整流器控制电路73，其用由第1脉冲变压器9传输的第1截止边缘信号 (后述的图3中的E)使第1同步整流器11截止，用由第1脉冲变压器9 传输的第1导通边缘信号(图3中的F)使第1同步整流器11导通。并且， 包括第2同步整流器控制电路74，其用由第2脉冲变压器10传输的第2 截止边缘信号(图3中的G)使第2同步整流器12截止，用由第2脉冲 变压器10传输的第2导通边缘信号(图3中的H)使第2同步整流器12 导通。
在输入直流电源1的线间分别连接第1 *第2功率开关4、 5及电容器 6、 7的串联电路，在第1*第2功率开关4、 5的连接点和电容器6、 7的 连接点之间连接主变压器8的初级线圈8A。
在主变压器8的次级线圈8B、 8C的连接点连接扼流圈13的一端，在 扼流圈13的另一端和次级端地之间连接输出平滑电容器14。
在主变压器8的次级线圈8B的一端和次级端地之间连接第1同步整 流器11。此外，在主变压器8的次级线圈8C的一端和次级端地之间连接 第2同步整流器12。
初级端控制电路70具备PWM控制电路2和高压侧驱动器3。而且，将第1PWM信号输出端子2A和第2PWM信号输出端子2B连接到高压侧 驱动器3。高压侧驱动器3的第1功率开关驱动端子3A连接到第1功率 开关4的栅极，第2功率开关驱动端子3B连接到第2功率开关5的栅极。 PWM控制电路2的地端子2C及高压侧驱动器3的地端子3C分别连接到 初级端的地。
在此双端绝缘型DC-DC转换器101的输入上连接输入直流电源1， 在输出上连接负载15。此外，在初级端控制电路电源输入部16上施加控 制电源电压。
第1边缘信号产生电路71由肖特基势垒二极管(以下「SBDJ) 19、 20及电容器22构成，连接在初级端控制电路电源输入部16和初级端的地 之间。同样地，第2边缘信号产生电路72由SBD17、 18及电容器21构 成，连接在初级端控制电路电源输入部16和初级端的地之间。
在PWM控制电路2的第1PWM信号输出端子2A和第1边缘信号产 生电路71之间连接着第1脉冲变压器9的初级线圈9A。同样地，在PWM 控制电路2的第2PWM信号输出端子2B和第2边缘信号产生电路72之 间连接着第2脉冲变压器10的初级线圈IOA。
第1同步整流器控制电路73包括N沟道MOSFET24， P沟道 MOSFET25， 二极管(PN二极管)26、 27，齐纳二极管29、电阻28。同 样地，第2同步整流器控制电路74包括N沟道MOSFET35， P沟道 MOSFET36， 二极管(PN二极管)32、 33，齐纳二极管30、电阻31。
FET24、 FET25、电阻23的串联电路连接在次级端控制电路电源输入 部37和次级端地之间，FET24和FET25的连接点连接到作为N沟道 MOSFET的第1同步整流器11的栅极。同样地，FET35、 FET36、电阻 34的串联电路连接在次级端控制'电路电源输入部37和次级端地之间， FET35和FET36的连接点连接到作为N沟道MOSFET的第2同步整流器 12的栅极。
此外，按照图2所示，在第1同步整流器控制电路73的二极管26、 27的连接点和FET24、 25的连接点之间连接第1脉冲变压器9的次级线 圈9B。同样地，在第2同步整流器控制电路74的二极管32、 33的连接 点和FET35、 36的连接点之间连接第2脉冲变压器10的次级线圈10B。接着，参照图3的波形说明图2的电路动作。 在图3中，各符号的意思如下。
A…第1功率开关4的截止时刻 B…第2功率开关5的导通时刻 C…第2功率开关5的截止时刻 D…第l功率开关4的导通时刻 E…第1截止边缘信号 F…第1导通边缘信号 G…第2截止边缘信号 H…第2导通边缘信号
1…第1延迟时间(从第1截止边缘信号E产生到第1功率开关导通 的时间)
J…第2延迟时间(从第2截止边缘信号G产生到第2功率开关导通 的时间)
K…第3延迟时间(从第1导通边缘信号F接收到第1同步整流器导 通的时间)
L…第4延迟时间(从第2导通边缘信号H接收到第2同步整流器导 通的时间)
图2所示的DC-DC转换器101是半桥型的转换器，第1 第2功率 开关4、 5的导通占空比(on duty)大致相等，当第1功率开关4的导通 占空比縮窄时，第2功率开关5的导通占空比也缩窄。按大致互补的时刻 驱动第1功率开关4和第1同步整流器11，还按大致互补的时刻驱动第2 功率开关5和第2同步整流器12。
当从输入直流电源1施加直流电压时，第l *第2功率开关4、 5就交 替地进行开关，将直流电转换为交流电。此交流电在主变压器8中从初级 端电路传输给次级端电路，由第l ，第2同步整流器11、 12整流，用扼流 圈13、输出平滑电容器14进行平滑，再次转换为直流，提供给负载15。
利用省略图示的反馈电路进行输出电压的检测、基于与基准电压的 比较的误差信号的产生、从次级端电路向初级端电路的误差信号的传输， PWM控制电路2输出脉冲宽度被控制的第1 ，第2PWM信号。第1PWM信号从第1PWM信号输出端子2A输出，输入到高压侧驱动器3，并从高
压侧驱动器3的第1功率开关驱动端子3A输出。第2PWM信号从第2PWM信号输出端子2B输出，由高压侧驱动器3转换为能够驱动基准电位(源极)与地不连接的高压侧开关的信号，从第2功率幵关驱动端子3B输出。
在从PWM控制电路2的2A端子输出的第1PWM信号的上升时(参照图3的(l))，通过第1脉冲变压器9的初级线圈9A对电容器22进行充电(参照图3的(2))，在第1脉冲变压器9中产生第1截止边缘信号E(参照图3的(3))。
第1截止边缘信号E，从初级线圈9A传输到次级线圈9B，通过PN二极管27在FET25的源-漏间(以下，S-G间)产生电压(参照图3的(12))，使FET25导通。 一旦FET25导通，第1同步整流器11的栅极贮存电荷就瞬间放电(参照图3的(13))，第l同步整流器ll截止。通过PN二极管27将第1截止边缘信号E加在FET25的S-G间，由此就能够以比第1截止边缘信号E的脉冲宽度长的时间来维持FET25的导通状态(参照图3的(12))。 FET25的栅极贮存电荷通过电阻28和二极管26慢慢地放电。
为了在相反极性的第1导通边缘信号F产生时使FET25的栅极贮存电荷快速放电，而设置齐纳二极管29。如果齐纳二极管29的齐纳电压比FET24和FET25的阈值电压(threshold voltage)的合计值小的话，则不产生因FET24和FET25同时导通而引起的贯通电流。第1截止边缘信号E的振幅随着电容器22的充电而变小，当电容器22的电压比初级端控制电路电源输入部16的电压大且SBD19导通时，在初级线圈9A上就呈现相当于SBD19的正向电压下降的电压(参照图3的(3))。相当于SBD19的正向电压下降的电压与第1截止边缘信号E极性相反，在第1截止边缘信号E产生时，放出贮存在第1脉冲变压器中的励磁能量。SBD19由于比连接到次级线圈9B的PN 二极管26正向下降小，所以在FET24的G-S间不呈现出相当于在初级线圈9A产生的SDB19的正向电压下降的电压，没有误动作。
在第1PWM信号的下降时(参照图3的(l))，通过第l脉冲变压器的初级线圈9A对电容器22的贮存电荷进行放电(参照图3的(2))，产生第1导通边缘信号F (参照图3的(3))。第1导通边缘信号F，从初级线圈9A传输到次级线圈9B，通过PN 二极管26在FET24的G-S间产生电压(参照图3的(ll))，使FET24导通。 一旦FET24导通，第1同步整流器ll的栅极就通过电阻23慢慢地充电(参照图3的(13))，第l同步整流器11导通。通过PN 二极管26将第1导通边缘信号F加在FET24的G-S间，由此就能够以比第1导通边缘信号F的脉冲宽度长的时间来维持FET24的导通状态(参照图3的(ll))。 FET24的栅极贮存电荷通过电阻28和二极管27慢慢地放电。.
齐纳二极管29在相反极性的第1截止边缘信号E产生时，使FET24的栅极贮存电荷快速放电。第1导通边缘信号F的振幅随着电容器22的放电而变小，当电容器22的电压变得比地电位小且SBD20导通时，在初级线圈9A上就呈现相当于SBD20的正向电压下降的电压(参照图3的(3))。相当于SBD20的正向电压下降的电压与第1导通边缘信号F极性相反，在第1导通边缘信号F产生时，放出贮存在第l脉冲变压器中的励磁能量。SBD20由于比连接到次级线圈9B的PN二极管27正向下降小，所以在FET25的S-G间不呈现出相当于在初级线圈9A产生的SDB20的正向电压下降的电压，没有误动作。
高压侧驱动器3由于按照部件具有固有的传输延迟(作为1例，从几十ns到百几十ns左右)，所以输出信号比输入信号相位延迟。从第1PWM信号产生到功率开关4的栅极驱动信号上升，产生相当于第1延迟时间I的时间延迟，从第2PWM信号产生到功率开关5的栅极驱动信号上升，产生相当于第2延迟时间J的时间延迟。使功率开关的栅极截止的动作也同样具有传输延迟。第1同步整流器11的截止时，因上述传输延迟，第1截止边缘信号E比功率开关4的G-S电压上升早延迟时间I产生，所以第1同步整流器11的截止时刻比第1功率开关4的导通时刻变早，不产生短路电流。
另一方面，在第1同步整流器11的导通动作中，由于第1导通边缘信号F比功率开关4的G-S电压下降早产生，所以采用原有不变的时刻，就会过早导通而产生短路电流。因此，利用电阻23限制第1同步整流器11的栅极充电速度，使第1同步整流器11的导通延迟仅第3延迟时间K，防止短路电流的产生。通过上述的动作，就能按与功率开关4大致互补的时刻驱动第1同步整流器11 。
第2功率开关5和第2同步整流器12的动作由于与上述的第1功率开关4和第1同步整流器11的动作相同，所以省略重复的动作说明。将在从PWM控制电路2的2B端子输出的第2PWM信号上升时产生的第2截止边缘信号G、和在第2PWM信号下降时产生的第2导通边缘信号H在第2脉冲变压器10中从初级端电路传输到次级端电路，使FET36和FET35导通截止，按与功率开关5大致互补的时刻驱动第2同步整流器12。
在第1实施方式的半桥型转换器中，通过按大致互补的时刻驱动第1*第2功率开关4、 5和第1 *第2同步整流器11、 12，由于不存在主变压器8的次级线圈输出电流流过同步整流器的寄生二极管的期间，并且也不存在因同步整流器驱动时刻偏差而引起的短路电流的产生，所以能实现高效率的电力转换动作。
此外，图4是表示复合化主变压器8和第1 第2脉冲变压器9、 10来作为1个变压器构成的复合变压器的结构的图。
由于第1 第2脉冲变压器9、 10不传输开关频率的信号、而传输脉冲状的边缘信号，所以例如用几yH的低电感即可，如果是闭合磁路型磁芯的话，则巻绕1匝或2匝就能构成。此复合变压器，包括主变压器8及第1'第2脉冲变压器9、 10，包括一对磁芯、和各自独立的线圈。
图4(A) (B)是示出设置在变压器基板上的线圈模式的平面图，(C)(D)是在复合变压器的规定位置的剖面图。
在图4中，通过用将具备5根脚部38、 39、 40、 41、 42的E型磁芯43E与平板磁芯431组合起来的E-I磁芯来夹持印刷基板44、45进行嵌合，从而构成闭合磁路。在图4中，脚部38是第1外脚，脚部39是第2外脚，脚部40是第3外脚，脚部41是第4外脚，脚部42是中脚，分别贯通印刷基板44、 45的第1、第2、第3、第4外孔和中央的中孔。
印刷基板是4层的多层基板，通过夹持预浸料坯(prepreg)并对构成1、 2层的双面基板44和构成3、 4层的双面基板45进行层叠，从而构成4层的多层基板。a m是设置在印刷基板44、 45中的贯通孔，构成各变压器的输入输出端子。此外，在印刷基板44、 45上形成主变压器8的初级线圈8A、次级线圈8B、 3次线圈8C的导体图形，以使其螺旋状地巻绕在磁芯的中脚42的周围。具体地，在双面基板44的输入输出端子e-f间巻绕3匝初级线圈8A，夹持双面基板45的中间抽头h在输入输出端子g-i间各巻绕次级线圈8B、 3次线圈8C各1匝。
第1脉冲变压器9的初级线圈9A及次级线圈9B，串联连接相反方向 同数巻绕在第1外脚38和第2外脚39上的线圈。具体地，在双面基板44的输入输出端子a-b间巻绕1匝初级线圈9A，在双面基板45的输入输出端子c-d间巻绕1匝次级线圈9B。
第2脉冲变压器10的初级线圈10A及次级线圈IOB，串联连接相反方向 同数巻绕在第3外脚40和第4外脚41上的线圈。具体地，在双面基板44的输入输出端子l-m间巻绕1匝初级线圈IOA，在双面基板45的输入输出端子j-k间巻绕1匝次级线圈IOB。
根据这样的结构，能几乎不损害主变压器的特性来进行复合化，从小型化、低成本化的观点看是有利的。《第2实施方式》
图5是第2实施方式的双端绝缘型DC-DC转换器的电路图。此双端绝缘型DC-DC转换器基本结构与第1实施方式所示出的转换器相同。
在图5所示的双端绝缘型DC-DC转换器102中，第1 第2同步整流器侧延迟短路76、 77的结构与图2所示的不同。在图2所示的例子中，虽然用电阻23、 34限制第1*第2同步整流器11、 12的栅极充电电流，使第1 '第2同步整流器11、 12的导通时刻延迟仅第3 .第4延迟时间K、L，并防止短路电流的产生，但因为同步整流器ll、 12的输入容量的离散，就存在同步整流器的导通偏离最佳的时刻的可能性。此外，因负载电流不同而最佳的导通时刻不同，在负载电流大的动作中，希望稍稍提前导通时刻。
在第1同步整流器侧延迟电路76中，设置由PNP晶体管50、电阻23、48及电容器49构成的第1延迟时间控制电路46。此第1延迟时间控制电路46利用由电阻48和电容器49构成的微分电路观测第1同步整流器11的漏极电压变化。当利用此微分电路检测出第1同步整流器11的漏极电压下降时，就使PNP晶体管50导通，并停止(结束)延迟动作。晶体管53、电阻34、 51及电容器52构成的第2延迟时间控制电路47。此第2延迟时间控制电路47利用由电阻51和电容器52构成的微分电路观测第2同步整流器11的漏极电压变化。当利用此微分电路检测出第2同步整流器12的漏极电压下降时，就使PNP晶体管53导通，并停止(结束)延迟动作。
艮P，通过在接收第1 '第2导通边缘信号F、 H后，若检测出第1*第2同步整流器11、 12的漏极电压变化则使第1 第2同步整流器11、 12导通，来进行导通时刻的调整，即使存在部件常数的离散和负载电流的变动，也常常将同步整流器的导通的时刻保持在最佳。
在检测第1 第2同步整流器11、 12的漏极电压变化来进行第1 第2同步整流器11、 12的导通*截止的方法中，在第1 '第2功率开关4、 5的开关动作刚刚停止之后，同步整流器进行自激振荡，按照场合对转换器部件施加过大的电压，电流压力。在此第2实施方式中，由于在通过第1 ，第2脉冲变压器9、 10的导通边缘信号的接收和同步整流器的漏极电压变化的检测的和条件下，第1 '第2同步整流器11、 12导通，所以当第1*第2功率开关4、 5停止时，导通边缘信号就会消失，且同步整流器不导通，因此不发生上述自激振荡。由此，也不对转换器部件施加过大的电压 电流压力。
再有，除检测第l ，第2同步整流器11、 12的漏极电压变化的方法以外，还可以检测主变压器8的线圈电压变化、扼流圈13的电压变化。
此外，在使用同步整流器的转换器中，在第1 第2功率开关4、 5的开关动作中，通常能产生从转换器输出流向输入方向的逆流电流的逆流动作模式。在逆流操作模式中，在从第l *第2功率开关4、 5的源极向漏极方向流过逆流电流的状态下，即使第1 *第2功率开关4、 5的栅极截止，漏极电压也不立即增加。S卩，在次级端电路中，即使接收第1，第2导通边缘信号F、 H，也成为第1 *第2同步整流器的漏极电压不立即变化的状态。如果相当大地设定第l *第2延迟时间控制电路46、 47的调整范围，则直到第1 第2同步整流器11、 12的漏极电压下降为止，第1 第2同步整流器11、 12的导通时刻都延迟，自动地限制逆流电流的增加。艮P，就会因第1 ，第2延迟时间控制电路46、47而具备逆流电流自己限制功能。《第3实施方式》
图6是第3实施方式的双端绝缘型DC-DC转换器的电路图。此双端绝缘型DC-DC转换器103，是为了降低成本而削减了图2所示的高压侧驱动器3的转换器。由此，构成使用第2脉冲变压器10驱动基准电位(源极)与地不连接的第2功率开关5的结构。
如图6所示，为了确保第2功率开关5的驱动用电力，设置由电容器56及二极管55构成的自举电路54。在此自举电路54的输出部和初级端地之间连接FET58、 FET59、电阻57的串联电路，FET58和FET59的连接点连接到第2功率开关5的栅极。在FET58和FET59的栅极上连接由二极管60、 61、齐纳二极管63、电阻62构成的电路。而且，在二极管60、61的连接点和FET58、 59的连接点之间连接第2脉冲变压器10的3次线圈IOC。
此外，在PWM控制电路2的第1PWM信号输出端子2A和第1功率开关4的栅极之间设置基于电阻64和SBD65的第1功率开关侧延迟电路78。
此双端绝缘型DC-DC转换器103的动作按如下进行。
首先，从第2脉冲变压器10的3次线圈输出的第2截止边缘信号G通过PN二极管60施加在FET58的栅极上，FET58导通，对第2功率开关5的栅极进行电荷充电，使第2功率开关5导通。此后，第2导通边缘信号H通过PN二极管61施加在FET59的栅极上，FET59导通，第2功率开关5的栅极的电荷放电，使第2功率开关5截止。
由于按照第2脉冲变压器10的极性，按与PWM控制电路2输出的第2PWM信号相同的时刻驱动功率开关5，用翻转后的时刻驱动第2同步整流器12，所以按大致互补的时刻驱动第2功率开关5和第2同步整流器12。同样地，按大致互补的时刻驱动第1功率开关4和第1同步整流器11。
再有，用电阻57限制第2功率开关5的栅极的充电电流。据此，确保第2延迟时间J。此外，用第1功率开关侧延迟电路78来限制功率开关4的栅极充电电流。据此确保第1延迟时间I。
其它的电路结构及动作与第1实施方式所示的图2 图3相同。《第4实施方式》图7是第4实施方式的双端绝缘型DC-DC转换器的电路图。此双端 绝缘型DC-DC转换器基本结构与第1实施方式所示的相同。
在第4实施方式中，是适用于与第1 第3实施方式不同的电路拓扑 的例子。在第1 第3实施方式中，虽然构成半桥转换器，但在此第4实 施方式的双端绝缘型DC-DC转换器中，设电力转换为推挽转换器形式， 整流电路为适于低电压输出的倍流整流电路的形式。
在主变压器8中除第1初级线圈8A外还包括第2初级线圈8D。在此 第2初级线圈8D上连接第2功率开关5。
此外，在初级端控制电路90中包括基于电阻64及SBD65的第1 功率开关侧延迟电路78、和基于电阻67及SBD68的第2功率开关侧延迟 电路79。而且，在PWM控制电路2的第1PWM信号输出端子2A和第1 功率开关4的栅极之间设置第1功率开关侧延迟电路78，在PWM控制电 路2的第2PWM信号输出端子2B和第2功率开关5的栅极之间设置第2 功率开关侧延迟电路79。
此双端绝缘型DC-DC转换器104的动作按如下进行。
首先，当从输入直流电源l施加直流电压时，第1*第2功率开关4、 5交替地进行开关动作，将直流电转换为交流电。上述交流电在主变压器 8中从初级端电路传输给次级端电路，由第1 第2同步整流器11、 12整 流，用扼流圈13、 66、输出平滑电容器14进行平滑，再次转换为直流， 提供给负载15。
第1 '第2功率开关4、 5的占空比(duty)几乎相等，当第1功率开 关4的占空比縮窄时，第2功率开关5的占空比也縮窄。按大致互补的时 刻驱动第1功率开关4和第1同步整流器11，按大致互补的时刻驱动第2 功率开关5和第2同步整流器12。
由于与第i实施方式的情形不同，不使用具有固有的传输延迟的高压 侧驱动器，所以通过使用第1功率开关侧延迟电路78的电阻64和SDB65 来限制功率开关4的栅极充电电流，从而确保第1延迟时间I，通过使用 第2功率开关侧延迟电路79的电阻67和SDB68来限制第2功率开关5 的栅极充电电流，从而确保第2延迟时间J。
其它的电路结构及动作与第1实施方式所示的图2 图3相同。再有，本发明除第1 第4实施方式外还能采取各种各样的应用方式。作为另一电力转换电路拓扑，例如还能适用于推挽转换器。接收导通边缘信号、截止边缘信号来驱动同步整流器的电路也可以是与第1 第4实施方式不同的电路结构，例如，如果通过电阻28的常数调整能进行不使
FET24和FET25同时导通的动作，就能削减齐纳二极管29。同样地，如果通过电阻31的常数调整能进行不使FET35和FET36同时导通的动作，就能削减齐纳二极管30。此外，毫无疑问，也可以由与图4不同形状的复合变压器构成，或者也可以分离构成主变压器8和第1 第2脉冲变压器9、 10，来进行电路动作。
权利要求
1.一种双端绝缘型DC-DC转换器，包括至少具有初级线圈及次级线圈的主变压器，连接到该主变压器的初级端的第1功率开关及第2功率开关，对第1功率开关及第2功率开关进行开关控制的初级端控制电路，连接到上述主变压器的次级端的第1同步整流器及第2同步整流器，和至少1个扼流圈，双端绝缘型DC-DC转换器特征在于，包括第1边缘信号产生电路，其根据来自上述初级端控制电路的信号，产生基本上对应于上述第1功率开关的导通及截止的时刻的第1截止边缘信号及第1导通边缘信号；第2边缘信号产生电路，其根据来自上述初级端控制电路的信号，产生基本上对应于上述第2功率开关的导通及截止的时刻的第2截止边缘信号及第2导通边缘信号；第1脉冲变压器，其向次级端传输上述第1截止边缘信号及上述第1导通边缘信号；第2脉冲变压器，其向次级端传输上述第2截止边缘信号及上述第2导通边缘信号；第1同步整流器控制电路，其用由上述第1脉冲变压器传输的第1截止边缘信号截止上述第1同步整流器，用由上述第1脉冲变压器传输的第1导通边缘信号导通上述第1同步整流器；和第2同步整流器控制电路，其用由上述第2脉冲变压器传输的第2截止边缘信号截止上述第2同步整流器，用由上述第2脉冲变压器传输的第2导通边缘信号导通上述第2同步整流器，按大致互补的时刻来驱动上述第1功率开关和上述第1同步整流器，按大致互补的时刻来驱动上述第2功率开关和上述第2同步整流器。
2.根据权利要求l所述的双端绝缘型DC-DC转换器，其特征在于，上述初级端控制电路具备下述延迟特性，即，在上述第l截止边缘信 号的产生后，使第1功率开关的导通滞后于上述第1同步整流器的截止， 在上述第2截止边缘信号的产生后，使第2功率开关的导通滞后于上述第 2同步整流器的截止。
3. 根据权利要求1或2所述的双端绝缘型DC-DC转换器，其特征在于，设置第1同步整流器侧延迟电路，其在上述第1导通边缘信号的产生后， 使第1同步整流器的导通滞后于上述第1功率开关的截止；以及第2同步整流器侧延迟电路，其在上述第1导通边缘信号的产生后， 使第2同步整流器的导通滞后于上述第2功率开关的截止。
4. 根据权利要求3所述的双端绝缘型DC-DC转换器，其特征在于， 上述第1同步整流器侧延迟电路包括第1延迟时间控制电路，该第1延迟时间控制电路检测出上述第1同步整流器的漏极电压、上述主变压器 的线圈电压、上述扼流圈的电压中至少任意一个的变化，在上述第l同步 整流器的漏极电压变化的时刻停止上述延迟，上述第2同步整流器侧延迟电路包括第2延迟时间控制电路，该第2 延迟时间控制电路检测出上述第2同步整流器的漏极电压、上述主变压器 的线圈电压、上述扼流圈的电压中至少任意一个的变化，在上述第2同步 整流器的漏极电压变化的时刻停止上述延迟。
5. 根据权利要求1 4中任一项所述的双端绝缘型DC-DC转换器， 其特征在于，上述第2功率开关是基准电位对地不连接的高压侧开关， 上述初级端控制电路包括用上述第2截止边缘信号使上述第2功率开 关导通、用上述第2导通边缘信号使上述第2功率开关截止的电路。
6. 根据权利要求1 5中任一项所述的双端绝缘型DC-DC转换器， 其特征在于，上述主变压器和第1脉冲变压器及第2脉冲变压器具备 一对磁芯、 和各自独立的线圈，成为等效地作为各自独立的变压器而起作用的复合变 压器。
7. 根据权利要求6所述的双端绝缘型DC-DC转换器，其特征在于， 上述磁芯包括中脚、和隔着该中脚对置的至少1对外脚，并构成闭合磁路，上述线圈由第l组线圈、第2组线圈、及第3组线圈构成，其中，上述第1组线圈，以巻绕在上述磁芯的上述中脚上的至少2个线圈为 一组；上述第2组线圈，空出线圈可布线程度的间隙而将上述1对外脚的一个分离为2个外脚部，以分别巻绕在该分离的2个外脚部上且使巻绕方向 为彼此相反方向的线圈为一组；上述第3组线圈，空出线圈可布线程度的间隙而将上述1对外脚的另 一个分离为2个外脚部，以分别巻绕在该分离的2个外脚部上且使巻绕方 向为彼此相反方向的线圈为一组，用上述第1组线圈和上述磁芯构成上述主变压器，用上述第2组线圈 和上述磁芯构成上述第1脉冲变压器，用上述第3组线圈和上述磁芯构成 上述第2脉冲变压器。
全文摘要
本发明提供一种双端绝缘型DC-DC转换器，使用主变压器(8)和第1·第2脉冲变压器(9、10)，按互补的时刻分别驱动初级端电路的第1功率开关(4)和次级端电路的第1同步整流器(11)、以及初级端电路的第2功率开关(5)和次级端电路的第2同步整流器(12)。通过第1脉冲变压器(9)向次级端传输由初级端控制电路(70)产生的第1截止边缘信号及第1导通边缘信号，产生第1同步整流器(11)的驱动信号。此外，通过第2脉冲变压器(10)向次级端传输由初级端电路产生的第2截止边缘信号及第2导通边缘信号，产生第2同步整流器(12)的驱动信号。
文档编号H02M3/28GK101517878SQ200780034260
公开日2009年8月26日 申请日期2007年7月10日 优先权日2006年10月2日
发明者松本匡彦 申请人:株式会社村田制作所