专利名称：一种负电压输出电荷泵的制作方法
技术领域：
本发明涉及电压泵，更具体地说，涉及一种可用于驱动白光LED的集成 电路负电压输出电荷泵。
背景技术：
LED (发光二极管)是一种利用利用半导体中的电子和空穴结合而发出光 子的光电器件。早在1907年开始，人们就发现某些半导体材料制成的二极管 在正向导通时有发光的物理现象，当它两端加上正向电压时，半导体中的少数 载流子和多数载流子发生复合，放出的过剩能量引起光子发射。采用不同材料， 就可以制造出不同颜色的发光二极管。当前，许多便携式消费类电子产品，如手机、PDA、笔记本电脑等都带有 液晶显示屏，虽然不同的应用对于显示屏的种类以及大小会有不同的要求，但 是对于广大设计人员来说，都需要为其设计背光电路。白光LED被认为是小 型手持设备彩色显示器的理想的背光源，它具有发光强大、发光效率高、寿命 长等特点。白光LED的正向压降一般在3V-4V之间，而便携式产品的电池电 压一般低于3.6V，因此需要一个具有升压功能的电源来驱动白光LED。电荷泵是可以为电子电路提供电功率的电路。电荷泵提供比其输入电压差 高的输出电压差。在正电荷泵的情况下，在正输出与输入地之间建立增大的电 压差；在负电荷泵的情况下，在输入级的正电压和负输出电压之间建立增大的 电压差。通常，利用两个充电电容连接的电荷泵只能实现整数倍或者二分之一 分数倍的电压倍增，这些模式是1X、 1.5X、 2X或更高。图1是一种现有技术的电荷泵的拓扑图。按照1X模式，开关MP1、 MP2、 MP4、 MP5、 MP7闭合，电容C4两端的输出电压V。u^Vjn。按照1.5X模式， 首先，通过闭合开关MP1、 MP2、 MN3开关，电容C2和C3充电；假设C2和C3具有相同的电容值，则C2和C3上的电压为电源电压的一半。随后MP1、 MP2、 MN3开关断开，MP4、 MP5、 MP6、 MP7开关闭合。C2和C3并联向 负载放电，放电电压为输入电压的1.5倍。
如图1所示，七个开关晶体管中有6个PMOS型晶体管，l个NMOS型 晶体管，如此会使芯片面积比较大。在1X模式到1.5X模式转换的转换点附 近，系统的效率很低。因此，需要提出一种更节省芯片面积、效率更高的解决 方案。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述芯片面积比较大且效 率不高的缺陷，提供一种更节省芯片面积、效率更高的负电压输出电荷泵。该 电荷泵具有较小的芯片面积，以便安装到更小的封装外壳中。同时，该电荷泵 使用两颗充电电容，提供了包括分数倍输出电压的3种不同的工作模式，因此 具有更高的效率。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是构造一种负电压输出电荷
泵，包括直流电源U、输入电容C1、输出电容C4、第一充电电容C2和第二 充电电容C3，其还包括PMOS晶体管MP3以及NMOS晶体管MN1、 MN2、 MN4、 MN5、 MN6、 MN7及MN8，所述晶体管MP3、第一充电电容C2、晶 体管MN2、第二充电电容C3、晶体管MN1串联在直流电源U两端，晶体管 MN4连接在晶体管MN2和地GND之间，晶体管MN5连接在第二充电电容 C3和输出电压端VouT之间，晶体管MN6连接在晶体管MP3和地GND之间， 晶体管MN7连接在第一充电电容C2和输出电压端VouT之间，晶体管MN8 连接在晶体管MP3和第二充电电容C3之间。
在本发明所述的负电压输出电荷泵中，所述晶体管开关MP3与晶体管开 关MN1、 MN2、 MN4、 MN5、 MN6、 MN7及MN8的栅极分别外接各自的栅 控制信号。
在本发明所述的负电压输出电荷泵中，所述负电压输出电荷泵具有三种工 作模式，即0X模式、-0.33乂模式及-0.5乂模式。在本发明所述的负电压输出电荷泵中，当所述负电压输出电荷泵工作在0X模式时，所述NMOS晶体管MN1、 MN2、 MN4、 MN5、 MN6、 MN7及 MN8闭合，PMOS晶体管MP3断开，输出电压为0。在本发明所述的负电压输出电荷泵中，当所述负电压输出电荷泵工作在 -0.33X模式时，其在一个振荡周期内会经历三个阶段,输出电压为输入电压的 三分之一，其中在第一个阶段，晶体管MN1、 MN2、 MP3闭合，电路进入 充电状态；在第二个阶段，晶体管MN4、 MN5闭合，电路进入放电状态；在 第三个阶段，晶体管MN1、 MN7、 MN8闭合，电路进入函数合成状态。在本发明所述的负电压输出电荷泵中，当所述负电压输出电荷泵工作在 -0.5X模式时，其在一个振荡周期内会经历两个阶段，输出电压为输入电压的 二分之一，其中在第一个阶段，晶体管MN1、 MN2、 MP3闭合，电路进入 充电状态；在第二个阶段，晶体管MN4、 MN5、 MN6、 MN7闭合，电路进入 升压状态。实施本发明的负电压输出电荷泵，具有以下有益效果1、 由于功率开关管多数使用NMOS型晶体管，能大幅减小芯片的面积， 因为NMOS管的迁移率比PMOS管高约3倍，按照功率管占据版图面积一半 的情况计算，能节约芯片面积25%左右；2、 在不增加充电电容的条件下，在0X和-0.5X之间加入-0.33X，将0X 与-0.5X之间转换点的效率提高，从而提高输入电压范围内的效率，从图8中 可以看出提高整个输入电压范围内效率的18%左右。
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中 图1是现有技术的电荷泵的拓扑图； 图2是本发明的负电压输出负电荷泵的拓扑图； 图3是本发明的负电压输出电荷泵OX模式工作示意图； 图4是本发明的负电压输出电荷泵-0.33X模式及-0.5X模式的第一阶段的 工作示意图；图5是本发明的负电压输出电荷泵-0.33X模式第二阶段的工作示意图； 图6是本发明的负电压输出电荷泵-0.33X模式第三阶段的工作示意图； 图7是本发明的负电压输出电荷泵-0.5X模式第二阶段的工作示意图； 图8是本发明的负电压输出电荷泵在一定输入范围内的效率对比图。
具体实施例方式
如图2所示，按照本发明提供的一种负电压输出电荷泵，包括连接在高电 压端Vin与地GND之间的直流电源U及输入电容Cl、连接在高电压端Vin 与低电压端Vout之间的输出电容C4、连接在高电压端Vin与地GND之间的 第一及第二充电电容C2、 C3，还包括PMOS功率晶体管MP3及七个NMOS 功率晶体管MN1、 MN2、 MN4、 MN5、 MN6、 MN7禾BMN8。本发明的核心 思想是使输出产生比输入级低电压端更低的电压，将原有电荷泵拓扑中的 PMOS晶体管尽可能换成NMOS晶体管，使芯片面积减小。此外，还增加了 一个NMOS晶体管，利用电荷叠加原理，使在不增加充电电容的条件下，实 现输出电压等于分数倍输入电压。
如图2所示，本发明的负电压输出电荷泵由直流电源U、输入电容C1、 第一充电电容C2、第二充电电容C3、输出电容C4、 PMOS功率晶体管MP3 及七个NMOS功率晶体管MN1、 MN2、 MN4、 MN5、 MN6、 MN7和MN8 组成。图中所示拓扑的连接关系如下晶体管MP3、第一充电电容C2、晶体 管MN2、第二充电电容C3、晶体管MN1串联在直流电源U两端，晶体管 MN4连接在晶体管MN2和地GND之间，晶体管MN5连接在第二充电电容 C3和输出电压端VouT之间，晶体管MN6连接在晶体管MP3和地GND之间， 晶体管MN7连接在第一充电电容C2和输出电压端Vour之间，晶体管MN8 连接在晶体管MP3和第二充电电容C3之间。其中，PMOS功率晶体管MP3 与七个NMOS功率晶体管MN1、 MN2、 MN4、 MN5、 MN6、 MN7禾卩MN8 的栅极分别外接各自的栅控制信号，以便在各种模式下控制这些晶体的导通和 闭合。
本发明所述的负电压输出电荷泵具有三种工作模式0X模式、-0.33乂模
7式和-0.5X模式。如图3所显示，当电路工作在OX模式时，即输出电压^^^0^1^、开 关晶体管MN1、 MN2、 MN4、 MN5、 MN6、 MN7、 MN8闭合，PMOS晶体 管MP3断开，芯片输入级低电压端通过开关功率管直接连接到输出。图中标 注的晶体管均为闭合状态，栅驱动电压均由控制模块产生的数字信号控制。当电路工作在-0.33X模式时，其在一个振荡周期内会经历三个阶段。在 第一个阶段(充电状态)，MN1、 MN2、 MP3晶体管闭合，电路进入充电状态。 如图4所示，图中标注的晶体管均为闭合状态，栅驱动电压均由控制模块产生 的数字信号控制，KVL关系式为-^=「C2 + 「C3 (1)，其中Vc2和Vc3分别代 表充电电容C2以及C3两端的电压差。在第二个阶段(放电状态)，MN4、 MN5晶体管闭合，电路进入放电状态。如图5所示，图中标注的晶体管均为 闭合状态，栅驱动电压均由控制模块产生的数字信号控制，KVL关系式为 ^^=0 + ^ (2)。在第三个阶段(函数合成)，MN1、 MN7、 MN8管闭合，电 路进入函数合成状态。如图6所示，图中标注的晶体管均为闭合状态，栅驱动 电压均由控制模块产生的数字信号控制，KVL关系式为「。^=()-^c2 + ^ (3)。 最后，综合(1)、 (2)、 (3)可以得到PW=-1/3^ (4)。当电路工作在-0.5X模式时，在一个振荡周期内，会经历两个阶段。在第 一个阶段(充电状态)，MN1、 MN2、 MP3晶体管闭合，电路进入充电状态。 如图4所示，KVL关系式为同式-4 = ^ + ^，在第二个阶段(升压状态)， MN4、 MN5、 MN6、 MN7晶体管闭合，电路进入升压状态。如图7所示，图 中标注的晶体管均为闭合状态，栅驱动电压均由控制模块产生的数字信号控 制。KVL关系式为「。^ = () + ^ (2)以及「離=()+^ (5)。综合(1)、 (2)、 (5)得到7離=-1/2 (6)。电荷泵的工作效率为/7 = ^/。^/^/孤(7)，其中Vp为白光LED的正向 导通压降，在选定的LED条件下可以将其看作常量，VjN为输入电压降，IoUT 为流过所有LED的电流和，IiN为输入电流。在OX的情况下，&=/。^ (8)， 电荷泵效率为7。^=rF/~ (9)。可见，输入电压越低，效率越高。在-0.5X的情况下，根据能量守恒，//—。.5;f=rF/1.5^ (10)，电荷泵效率为7—。m =^/1.5~ (11)。由此可见，在传统的0X和1.5X转换点附近，电荷泵的 效率非常低。在-0.33的情况下，由能量守恒，^=(^3/。^ (12)，电荷泵效率为 7—。1=^/0.33^ (13)。如图8所示，虚线部分表示传统的1X和1.5X时候的 效率随输入电压变化趋势。从中可以看出，在转换点附近效率很低。实线部分 表示本发明中电荷泵在OX、 -0.33X、 -0.5乂之间转换的效率。可以看出，在原 IX和1.5X转换点附近加入-0.33X后，整体效率大幅度提高。本发明针对现有技术的上述芯片面积比较大且效率不高的问题，其核心思 想是使输出产生比输入级低电压端更低的电压，将原有电荷泵拓扑中的PMOS 晶体管尽可能换成NMOS晶体管，使芯片面积减小。此外，还增加了一个 NMOS晶体管，利用电荷叠加原理，在不增加充电电容的条件下，实现输出 电压等于分数倍输入电压。
权利要求
1、 一种负电压输出电荷泵，包括直流电源U、输入电容Cl、输出电容 C4、第一充电电容C2和第二充电电容C3，其特征在于，还包括PMOS晶体 管MP3以及NMOS晶体管MN1、 MN2、 MN4、 MN5、 MN6、 MN7及MN8， 所述晶体管MP3、第一充电电容C2、晶体管MN2、第二充电电容C3、晶体 管MN1串联在直流电源U两端，晶体管MN4连接在晶体管MN2和地GND 之间，晶体管MN5连接在第二充电电容C3和输出电压端VouT之间，晶体管 MN6连接在晶体管MP3和地GND之间，晶体管MN7连接在第一充电电容 C2和输出电压端VouT之间，晶体管MN8连接在晶体管MP3和第二充电电容 C3之间。
2、 根据权利要求l所述的负电压输出电荷泵，其特征在于，所述晶体管 开关MP3与晶体管开关MN1、 MN2、 MN4、 MN5、 MN6、 MN7及MN8的 栅极分别外接各自的栅控制信号。
3、 根据权利要求1所述的负电压输出电荷泵，其特征在于，所述负电压 输出电荷泵具有三种工作模式，即0X模式、-0.33X模式及-0.5X模式。
4、 根据权利要求3所述的负电压输出电荷泵，其特征在于，当所述负电 压输出电荷泵工作在0X模式时，所述NMOS晶体管MN1、MN2、MN4、MN5、 MN6、 MN7及MN8闭合，PMOS晶体管MP3断开，输出电压为0。
5、 根据权利要求3所述的负电压输出电荷泵，其特征在于，当所述负电 压输出电荷泵工作在-0.33又模式时，其在一个振荡周期内会经历三个阶段,输 出电压为输入电压的三分之一，其中在第一个阶段，晶体管MN1、 MN2、 MP3闭合，电路进入充电状态；在第二个阶段，晶体管MN4、 MN5闭合，电 路进入放电状态；在第三个阶段，晶体管MN1、 MN7、 MN8闭合，电路进入 函数合成状态。
6、 根据权利要求3所述的负电压输出电荷泵，其特征在于，当所述负电 压输出电荷泵工作在-0.5X模式时，其在一个振荡周期内会经历两个阶段，输 出电压为输入电压的二分之一，其中在第一个阶段，晶体管MN1、 MN2、MP3闭合，电路进入充电状态；在第二个阶段，晶体管MN4、 MN5、 MN6、 MN7闭合，电路进入升压状态。
全文摘要
本发明涉及一种负电压输出电荷泵，包括直流电源U、输入电容C1、输出电容C4、第一充电电容C2和第二充电电容C3，还包括通过导通和关断来产生0X、-0.33X及-0.5X三种模式的PMOS晶体管MP3以及NMOS晶体管MN1、MN2、MN4、MN5、MN6、MN7及MN8。本发明的负电压输出电荷泵，解决了现有技术同类芯片面积较大且效率不高的问题，通过在输出端产生比输入级低电压端更低的电压，并将原有电荷泵拓扑中的PMOS晶体管尽量换成NMOS晶体管，从而节约了更多的芯片面积，提高了在整个输入电压范围内的效率。
文档编号H02M3/07GK101312325SQ20081006718
公开日2008年11月26日 申请日期2008年5月19日 优先权日2008年5月19日
发明者波 张, 陈志军 申请人:深圳市联德合微电子有限公司